一 原理
单重移相调制工作原理的波形图，如图1所示。两侧全桥上的对角线开关管同时导通和关断，导通和关断的时间各占比开关周期的50%，全桥H1输出波形Vab和H2波形Vcd均为方波，假设变换器的工作频率为f驱动信号开关半周期为Ths=1/2f。图示中Vcd方波电压超前Vab，功率正向传递，定义两个全桥之前的相位差为φ，移相控制比为D=φ/π，即桥间移相角。当功率正向传递时D>0，当D<0时，功率反向传递。本文的分析中均以D>0，功率正向传输为例；V1≥nV2为例，忽死区效应影响和寄生电容进行分析。
图1
对于工作模式的分析，假设单重移相调制下变换器的已处于稳定状态，根据图1的单重移相调制工作原理波形，可将其运行状态分为6个状态，如图2。
图2
1）状态1：t0-t0'阶段
状态1的工作状态如图2（a）所示，在t0时刻之前，开关管S2和S3导通，电流为负；在t0时刻，开关管S2和S3关断，S1和S4导通，由于电流仍为负，所以电流流过D1和D4续流，因此，S2和S3硬关断，D1和D4硬导通；电感电流可以表示为
2）状态2：t0'-t1阶段
状态2的工作状态如图2（b）所示，在t0'时刻，电感电流由负变为正，原边的侧的全桥电流由D1、D4切换到S1、S4，二次侧全桥电流由D6、D7切换到S6和S7，因此，S1和S4零电压开关（ZVS）开通，D1和D4零电流开关（ZCS）关断，S6和S7ZVS开通，D6和D7ZCS关断；此时电感电流的表达式与状态1的相同。
3）状态3：t1-t2阶段
状态3的工作状态如图2.所示，在t1时刻，开关管S5和S8导通，S6和S7关断，由于电感电流iL为正，原边侧全桥状态不变，二次侧全桥电流由S6和S7切换到D5和D7，因此Q2和Q3硬关断，D5和D8硬导通；此时段电感电流可以表示为
4）状态4：t2-t2'阶段
状态4的工作状态如图2（d）所示，在t=t2时刻，开关管S2和S3导通，S1和S4关断，由于电感电流iL为正，原边侧全桥电流由S1、S4切换到D2和D3，副边侧全桥状态不变，因此S1和S4硬关断，D2和D3硬导通；电感电流可以表示为
5）状态5：t2'-t3阶段
状态5的工作状态如图2（e）所示，在t= t2'时刻，电感电流iL由正变为负，一次侧全桥电流由D2、D3切换到S2和S3，副边的全桥电流由D5、D8切换到S5和S8，因此S2和S3ZVS开通，D2和D2ZCS关断，S5和S8ZVS开通，D5和D8ZCS关断；电感电流的表达式与状态4相同。
6）状态6：t3-t4阶段
在t= t3时刻，开关管S6和S7导通，S5和S8关断，由于电感电流iL为负，原边侧全桥状态不变，副边的全桥电流由S5和S8切换到D6和D7，因此S5和S8硬关断，D6和D7硬导通；电感电流的表达式为
根据以上工作状态的分析，可知在一个开关周期内前半周期和后半周期内波形是中心对称的，图示2（a）的状态下变换器所有开关管均工作在ZVS开通和硬关断状态，所有的二极管均在应开通和ZCS关断状态。
二、仿真
模型仿真中采用了传统的PI补偿器控制来实现输出测得稳压，设定输出侧电压为80V恒定值，通过对实际值输出电压的测量和给定值相比较，将所得差值给PI调节器进行补偿，调节移相比D实现电压的稳定输出。针对传统移相调制工作原理和功率传输进行简单验证。如图3所示。
图4和图5分别给出了在移相比D=0.2时和当传输功率取最大值时移相比D=0.5时，仿真实验的波形图。
图4 D为0.2时
图4 D为0.5时
电感电流iL与电压Vab的瞬时乘积为瞬时功率P，当瞬时功率P位于负半轴时可以代表回流功率大小。由以上图2.9和图2.10仿真波形图中可以看出，随着移相比D值的增大，传输的功率增大，随之回流功率和峰值电流大小也增大，在最大传输功率时，回流功率和电流应力也很大，因此最大功率点时变换器效率并不是很高。
