对于大功率的DC-DC来说，效率和体积是工程师重点关注的方面。
提高开关频率能有效的减小体积。通过交错并联的方式，减少输出电容的数量，并降低输出电流的纹波。
输出大电流的Buck电路拓普中，一般用同步整流MOS管替代硅整流二极管，可以提高电源的整体效率。
数字dsp芯片ePWM输出配置的灵活性，特别适合交错+同步整流Buck电路。
附件中有完整的程序代码。
DC-DC电源参数（非隔离Buck）：
输入： 48V±10VDC
输出电压： 26V±0.5VDC
输出电流： 77A
输出电流纹波： <1%
输出电压峰峰值：<100mV
整机效率： >95%
控制方式： 峰值电流型BUCK电路
从上面的参数可知，采用非隔离BUCK电路拓普时，额定条件下工作时，主开关管的占空比接近50%，所以选择两路交错并联的方式能有效的减小输出电流的纹波。
由于输出电流较大，采用同步整流的方式提高效率。
主电路框图如下：
如果用模拟芯片来实现对上面主电路的控制，会非常复杂。而用TI的F28035来实现就会非常简单。28035芯片资源分配如下：
PWM输出：按照上面框图驱动四个MOS管。
ADC采样：输出电压采样Vout_FB——ADCINA1
输出电流采样Iout_FB——ADCINA6
输入电压采样Vin_SEN——ADCINA3
模拟比较器：输入电流互感器信号CS1+——COMP1A
输入电流互感器信号CS2+——COMP2A
由28035构成的数字控制环路框图如下：
主功率电路中的MOS管的驱动芯片，用的是IR2181s，驱动电路（部分原理图）如下：
因为IR2181s的Ho驱动输出，需要通过47uF/50V泵升电容进行供电，而泵升电容每个开关周期都需要在同步整流MOS导通时进行充电，否则同步MOS管不导通，泵升电容就无法充电，Ho也就无法正常输出。所以同步MOS要有一个最小的占空比限制，即占空比不能为0%。本例中设定的最小占空比为8%。
同步降压电路中，要重点关注电感不连续时，如何控制同步MOS管的驱动。主开关管与同步管是互补输出的，在主开关管关断时，经过一定的死区时间后，同步管要处于导通状态。但在电感电流不连续时，如果同步MOS管处于导通状态，会引起同步MOS管D-S端短路。所以在电感电流非连续时，要关闭同步MOS管的驱动，在ePWM输出模块中要有相关的保护机制。
软件的代码是以TI的模板为基础编写的，模板文件如下，可以通过导入工程的方式获得：
笔者为了在没有安装controlSUITE的电脑上编译，就将所有TI的数字电源库（DPL）文件导入到工程文件夹中，并重新修改了工程的搜索目录和相关的配置参数。
下面来详细介绍程序代码：
首先是ePWM的配置：
PWM1A和PWM1B是互补的关系，且要有一定的死区时间，防止发生直通。
PWM2A和PWM2B也是互补的关系，但PWM1x与PWM2x是交错180°导通。在TI的数字电源库中并没有合适的配置文件，所以要拿现有的配置文件进行一些修改。
将上面的配置文件导入到工程文件夹中，因为笔者的工程中已经包含该配置文件了，所以直接修改。
经过这样的修改，就可以得到PWMxA和PWMxB互补的PWM，但这时的死区时间为0。
在数字电源库（DPL）初始化的时候设置PWM1的频率（100KHz）和死区时间（200ns）。因为模板中的PWM2是在中断里进行环路运算的，要改为在CLA中运算，然后配置PWM2。
完成上面的代码后，可以看到PWM1x和PWM2x已经有互补的PWM输出了，但PWM2x还没有移相。PWM1设为主，PWM2设为从，与PWM1同步，PWM2的相移设为开关周期的一半，即相移180°。
因为同步MOS管的最小占空比为8%，也就是说主降压MOS管的最大占空比为92%。
此时四路驱动波形
然后是ADC和模拟比较器的设定。这些内容在笔者前面的文章中介绍过，就不再具体说明了。这里提一下，在ePWM模块中也有一个比较器子模块，称为数字比较器子模块。要将它与用于电感电流峰值比较的模拟比较器区分开。因为主功率电路开关管的占空比存在大于50%的可能，所以要在模拟比较器的电流参考端加一定的斜率补偿，防止次谐波振荡。
因为PWM1A和PWM2A导通的起点相差180°的，要产生的两个斜率补偿的起点也是不一样的，所以可以看到在模拟比较器的配置函数要如下图方式配置：
斜率补偿为16，如果实际工作中出现次谐波振荡的情况，适当增加这个值，就会改善。
接下来，详细说明电感电流不连续时，同步MOS管的保护机制。
应当知道，当负载电流小于电感纹波电流的1/2时，主功率电路的电感就会进入非连续工作模式。
一般会有两种检测方法来判断电感是否进入非连续工作模式：
1）在主MOS管PWMxA处于关断状态时，检测A点和B点的电压，如果为负值（一般会在-1.2V至-0.5V之间）则电感有持续的电流通过，电感两端有压降（等于输出电压值），同步MOS管可以导通，以减小导通损耗。如果出现大于0的值，则电感电流消失，电感不再有压降，此时要关断同步MOS管，防止短路。
该方法涉及到负值的采样和采样时机的把控，比较麻烦。
2）根据DC电源的工作范围和功率电感的电感量，可以得到电感电流纹波的最大值，然后采样输出电流，即负载电流，将负载电流采样值与电流纹波的1/2做比较，如果负载电流采样值超过电流纹波的1/2则可以驱动同步MOS管导通。否则要关断同步MOS管。
第二种方法比较好实现，因此用来做为同步MOS管的保护机制。
笔者是通过ePWM模块的TZ子模块来完成同步MOS管的关断保护的。这里有必要介绍一下TZ子模块的结构。如下图：
从上面的框图可以看出ePWM模块的TZ子模块是如何实现的峰值电流控制，电感电流与参考值在模拟比较器中进行比较，当电感电流大于参考值时，会触发PWM数字比较器的DCAEVT2.force或DCBEVT2.force事件，使主MOS管的驱动PWMxA的关断，其占空比由参考值来决定。
当负载电流小于电感电流的1/2时，将寄存器TZCTL[TZB]的值写为0，就能关断PWMxB，即关断同步MOS管。
在没有出现电感峰值限流时，即没有触发PWM数字比较器的DCAEVT2.force或DCBEVT2.force事件时，寄存器TZCTL[TZB]的值写0是没有作用的，所以也就不会出现关断同步MOS管的情况，这时的同步MOS管与主MOS管是互补输出。
只要主MOS管的最大占空比不是100%（设定最大占空比为92%），则同步MOS管的最小占空比就不是0%（最小占空比为8%），这样同步管一定会导通一小段时间，这确保了电源在上电启动的阶段，负载电流较小时，不会始终关闭同步MOS管的驱动，使IR2181s的泵升电容能够正常充电来驱动主MOS管，不会出现上电后，电源无法启动的问题。
另外要说的一点是，寄存器TZCTL[TZB]只能在中断或主循环中进行写入操作，在CLA中是不能写入的。因此只能构建一个外设的中断服务函数来实现。在本例中，在ePWM3的CTR_ZERO中断服务函数中改写TZCTL[TZB]。
先配置ePWM3的寄存器：
还要正确配置ePWM3工作频率（100KHz）和工作模式（单路输出）
在main.c文件的最后，插入epwm3的中断函数代码：
在中断服务中判断是否应该开启同步整流。
到此，同步MOS管的保护机制已经搭建完成了。
下面是环路控制算法。
环路控制的运算是在CLA空间中进行的，CLA空间支持浮点运算，并且进入PWM中断的时间开销小，运算速度也比较快。下面是控制环路的算法：
这样就能实现DC电源的恒压恒流输出的工作状态。
还有一个问题要注意：CLA的Task1是由ePWM1来触发的，应当此处同时更新Comp1和Comp2的电感电流参考值，即两个交错并联功率电路的控制环路要做到“同时采样，同时运算，同时写入，分时更新”。因为ePWM1和ePWM2交错180°，所以就只能分时更新电感电流的参考值。
如果不能“同时采样，同时运算”就可能出现两个功率电路不均流的情况，这时某一路的电感就可能处于非连续状态，导致同步MOS管错误的驱动，引起炸机。这点，笔者是有深刻教训的。为了避免交错并联功率电路出现不均流问题，在PCB画板时，要尽量对称布局，同时两个电感的参数要一致，最好磁芯都要用一个批次的。总之，尽量做到一致性。
在输入48V，输出26V/77A时，测到最高效率95.8%。当强制关闭同步整流功能时，效率只能做到94%。同步MOS管在导通时的压降只有不到0.2V，远远低于大电流肖特基二极管的正向导通压降0.64V。
