集成环路补偿器的DC/DC转换器动态及小信号仿真及优化

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MCP16331, MCP16301, MCP16311, MCP16361DC/DC变换器是常见的简单封装的DC/DC变换器,并且通过了车规AECQ100认证测试,在嵌入式设计,或者大功率DC/DC变换器中,使用的比较多,多数作为辅助电源使用。这里,我们以MCP16331为例,通过本文探讨一下DC/DC变换器的动态响应和小信号Bode图之间的关系,并且采用前馈电容优化动态响应,以方便在使用中适当优化。

.MCP16311的简单介绍

图1 MCP16311典型特性1

图2 MCP16331典型特性2

在图1,图2中,我们列出了规格书中描述的一些基本特性,简单来说,它是一个固定频率的,峰值电流模式控制的DC/DC变换器,输入耐压高达50V,全范围输入电压最小输出电流为500mA,体积非常小。

图3 典型封装

3给出了典型的封装为TDFN-82*3mm或者SOT-23-6的封装,这是相对比较小的封装。

图4 典型输出电压3.3V时的参考原理图

在图4给出了输出电压为3.3V时的原理图,这里注意EN是可以悬空的,因为有内部上拉电阻。

图5 典型输出电压5V时的参考原理图

输出为5V时的参考原理图如图5所示,它和3.3V输出的差异就是输出分压电阻的差异,以及功率输出电感的差异。

图6 输出反馈电压电气规格

图7 输出电压分压电阻计算方法

电气规格上显示,输出反馈参考电压为0.8V,所以可以根据此电压和分压电阻计算输出电压,如图7所示。

其它特性我们就不一一分析了,请参考规格书上的详细内容。

MCP16331Data Sheet (microchip.com)

.MCP16331动态特性及小信号仿真

图8 动态电流源波形负载设置

我们采用动态电流源波形产生器设置负载电流动态条件,如图8所示。

图9 动态电流源的菜单选择

在如图9所示的菜单中,调出动态电流源波形产生器。

由此,得到仿真原理图,如图10所示,其中最右侧就是我们加的动态负载电流源。

图10 动态及小信号仿真原理图

图11 从100-500mA负载动态输出波形

我们设置0-400mA变化的负载电流,本身设置了100mA的稳定负载,所以电流变化范围是100-500mA。我们可以测出输出电压在电流加载时变为最小值3.25V,电流减载时变为3.43V,平均值输出电压为3.34V,可知最大电压偏移为90mV,如图11所示。

这个动态偏移量有点大,那么,如何进一步改善负载的瞬态响应呢?

图12 MCP16331内部控制框图

从内部控制框图来看,环路补偿器是内置的,所以无法直接调整零极点的值,所以只能从外围电路上去做改动,如图12MCP16331内部框图。

 

图13 改进后的仿真原理图

从图13来看,我们在输出上分压电阻上加了一个并联电容1nF,我们称之为前馈电容,通过这个电容来提升带宽,并保持较好的相位裕量。

图14 加前馈电容后的动态仿真结果

通过图14,我们看出,实线为加了前馈电容后的动态仿真结果,过冲幅值减小了很多,说明改善了系统动态响应。从具体测量值来看,输出电压最大值为3.39V,输出电压最小值为3.30V,输出电压平均值为3.34V,则最大输出电压偏移为50mV,显然得到了优化。

图15 加前馈电容后的响应时间

从图15上看,增加前馈电容后,响应时间变为30us

图16 加前馈电容前的响应时间

而从图16上看,加前馈电容前的响应时间基本和加前馈电容后差别不大,加前馈电容稍有一些变快的影响。

图17 加前馈电容前的环路Bode图

从未加前馈电容的环路Bode图来看,其穿越频率为11.96k,相位裕量为45C,基本上满足稳定性需要。

图18 加前馈电容后的环路Bode图

增加前馈电容后,增益穿越频率变为33k,相位裕量为85C,可以看出在中频段增益和相位被有效抬起来了,如图18所示。

 

.前馈电容改善环路动态响应的理论分析

为什么通过前馈电容可以提升相位裕度和带宽呢?我们来进行频域分析,揭开它的原因。

图19 加前馈电容的仿真原理图

将加前馈电容的仿真原理图放到这里,我们按照图示所定义的参数进行频域计算,首先推导出其传递函数。

图20 前馈电容计算阻容网络定义

图21 输出网络传递函数

我们分别定义了不带前馈电容的传递函数G1(s),和带前馈电容的传递函数G2(s),方便二者对比Bode图,如图21所示,同时在图22中给出了推导出的标准的传递函数形式。

图22 带前馈后标准的输出网络传递函数

图23 零极点转折频率

根据定义的前馈电容,我们得知输出网络的零点频率为5.037k,极点频率为20.95k,目前的不带前馈电容的环路穿越频率,根据前述仿真结果为12k,落在这个零点和极点范围内(如果没有落在这个范围,可以调整前馈电容达到),根据零极点的基本特性,相位的最大值在零点和极点之间,所以改善后的环路相位和穿越频率会有一定的提升。

图24 直流增益及加前馈后最大相位点计算

经过计算,原始的不带前馈的直流增益为-12db,当然,改善后的网络直流增益也是如此,说明,对于DC信号或者低频信号,输出网络是衰减的。计算出的改善后网络的相位最大值在10.27k,这个和前述仿真结果的穿越频率接近。

图25 加前馈电容前后的增益曲线

从增益曲线上看,通过加前馈电容,原始输出网络的增益在中高频段整体向上抬了12db,很明显,在100k以上的高频段,输出分压网络的增益由于加了前馈电容,变为0,也就是说输出干扰小信号直接经过前馈电容到反馈端,输入给控制网络,所以瞬态响应会比原来变快,这也就是第二部分,我们看到加了前馈电容后动态特性变好的原因。

图26 加前馈电容后的相位曲线

通过观察相位曲线,在所计算的最大相位处,约为10k左右,相位有一个大的提升,而低频段相位没什么变化,高频段也由于极点和零点的抵消作用,相位为0,这样就可以对前馈电容的好处有了比较好的理解。

当然,我们可以根据系统对相位裕量的需要,微调前馈电容的值,以此调整最大相位点频率,以达到满足设计需求,这里我们不再做过多讨论,可参考图27,相位裕量为20-45C之间时,阶跃动态响应会产生震荡,而在70C以上时,就很少有震荡了。所以需要将相位裕量调整到合适的值。

图27 相位裕量对动态响应的影响

总结,以上我们通过在SIMPLIS中仿真MCP16331的动态响应,及小信号Bode图,详细了解了其动态指标,通过前馈电容的优化,提升了相位裕度和带宽,以此减小动态过冲电压。最后通过计算,在频域理论上分析了前馈电容对小信号传递函数的影响。

 

参考文献:

Optimizing Transient Response of Internally Compensated

dc-dc Converters With Feedforward Capacitor 作者Brian Butterfield

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  • zhou2013 08-31 20:22
    关注并收藏了!仿真文件可以分享一下吗?2065746683@qq.com感谢
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