开关电源的设计是一个迭代过程，其中涉及许多变量，必须调整这些变量以获得优化的解决方案。 然而，为了实现简单的低成本、低组件、单面板设计方法，需要权衡取舍。 本方案提供了一种使用 NCP1055 高压开关稳压器设计转换器的简单方法。 易于遵循的分步电源设计，主要是输入模块、功率级、磁性元件、缓冲器、输出模块和反馈回路。 该电源要求 5.0 V、2.0 A 输出和 48% 的最大占空比。 符合 IEC 和 UL 要求。 EMI 性能好，可实现 70% 或更高的效率。这个功率段适合于辅助电源供电系统，满足绝大多数应用场合。
设计电源的第一步是定义和预先确定输入和输出参数。
通用输入电压范围：
输出：
输入功率：
0.78 的效率是Si MOS反激式转换器的一般效率段。
低压和高压交流时的直流母线电压：
低压时平均电流：
输入峰值电流：
可以使用以下公式对器件损耗进行评估：
其中 P% 是总电源损耗中所需电路部分的损耗百分比。
通常，35% 的损耗来自功率 MOSFET，60% 来自输出整流器，5% 来自磁性元件，5% 来自其他来源。
基础器件选择
保险丝
保险丝 F1 保护电路免受开启时发生的电流浪涌。 在本方案中，F1 的额定电流为 2.0 A、125 VAC。
EMI滤波器
EMI 滤波器用于抑制共模和差模噪声，并且很大程度上取决于电路板布局、组件选择等。X 电容器 C1 和共模扼流圈 L1 放置在 AC 线路上以衰减差模噪声。 EMI 电感器正在减缓任何瞬态电压浪涌以降低高频噪声。 电容器和扼流圈都应放置在二极管电桥之前，并尽可能靠近 AC 线路输入，以尽量减少 RFI。
整流桥
为了选择合适的二极管桥式整流器，必须考虑正向和浪涌电流以及直流阻断电压的值。 浪涌电流可以达到平均输入有效值电流的五倍。因此，有必要选择能够处理如此大电流的整流器。
高压交流输入时，直流母线最高电压：
导通电流值：
浪涌电流值：
输入电容：
输入大容量电容器 C2 的目的是保持整流后的线路电压并滤除共模噪声。 它位于桥式整流器输出和地之间。 大容量电容器的大小取决于峰值整流输入电压和纹波电压幅度。 较大的电容会降低直流输入线上的纹波电压，但会在电源上电时产生较大的浪涌电流。 假设纹波幅度约为低压线路峰值整流电压的 32%，则可以使用以下公式计算 Cbulk：
选择最接近的低 ESR 的 33uF 标准电容器。 铝电解是首选，因为它们坚固且可靠性高。
磁性器件计算
下一步是反激变压器的设计。 磁的设计是整个设计过程中最重要和最精细的部分，因为它将决定电源的性能如何。 反激式变压器首先在初级绕组中激磁电流，从而将能量存储在变压器的励磁电感中。 然后，当初级侧关闭时，励磁电感能量被传输到次级绕组。 本方案用的是标准的 EFD20 尺寸。
为了使稳压器在更坏的情况下以非连续模式运行并最大化功率，最大导通时间为整个周期的 48%，因此最大初级电感是根据 48% 的最大占空比计算的。 使用比计算值更大的电感会导致电源输出超出调节范围。
反射电压：
匝比：
通过重新计算校验上述方程并求解 Nsec 得到 ≈1 匝。
导通期间进入储存再原边励磁电感中的能量（当电源开关导通时）：
可以使用以下等式仔细检查变压器的功率能力是否足够大以向输出提供足够的功率：
输出计算：
输出由二极管整流器、pi 滤波器和电压调节器组成。 对于输出电压低于 7.5 V 的反激式转换器，肖特基整流器可提供最高效率，因此是最佳选择。 使用的肖特基是1N5822，其中VR = 40 V，IF = 3.0 A，VF = 0.525 V。这个整流的主要目的是取次级电压并将其转换为直流电压。 以下等式用于选择肖特基整流管：
最大反向峰值电压（在高压时计算）：
对于不连续模式，最大正向峰值电流可以使用以下公式进行近似：
二极管 D6 与 C7、C8、C9、L2 和 C11 一起对变压器次级进行整流并对输出进行滤波，以提供严格调节的直流输出。 电容 C7、C8 和 C9 并联放置以降低 ESR。 此外，C7、C8 和 C9 的额定电压应足够高，以使其能够承受电压尖峰和输出电压。 L2 和 C11 构成一个低通滤波器，可衰减高频噪声。
输出滤波电容：
输出滤波器扼流圈（设计用于 4.0 kHz 的截止频率）：
反馈环路：
反馈回路由光耦、431、补偿电容和电阻分压器组成。光耦合器将交流输入与直流输出隔离开来。TL431用于调节输出电压。该431电压基准可使用两个外部电阻器在 Vref 至 36 V 范围内进行编程。它具有 1.0 mA 至 100 mA 的宽电流范围，是齐纳二极管的绝佳替代品。TL431 的参考电压设置为 2.5 V，输出电压为 5.0 V，通过电阻分压器 R5 和 R6（低容差, 2.0 k 电阻）。 TL431 监控 5.0 V 输出电压并将分压电压与其 2.5 V 内部基准电压进行比较。输出电压的小幅增加将导致并联稳压器开始导通，从而通过光耦合器的 LED 吸收电流。反过来，光耦合器晶体管变为正向偏置并开始驱动电流进入 NCP1055 的控制输入引脚。然后相应地调整电源开关占空比。 0.1 uF 的补偿电容器 C10 放置在 TL431 的阴极和参考引脚之间，以提高稳定性。电阻器 R3 将通过光耦合器的电流限制在安全水平，并防止损坏光耦合器。
RCD电路：
由于功率晶体管漏极电压和变压器漏感的高 dv/dt 特性，当电源开关关闭时，漏极处会出现电压尖峰和振铃。 电阻器 R1、C3、D5 会影响 RCD 缓冲器。 与初级绕组并联的是 R2 和 C4，它们构成一个 RC 振铃阻尼器，可减慢 dv/dt 并降低峰值电压，从而减少高频噪声引起的振铃。 由于 i =C · dv/dt，增加电容也会降低电压纹波的幅度。 缓冲器和振铃阻尼器共同作用以保护 IC 免受大于 700 V 的瞬态电压影响，并降低辐射噪声。
最终原理图：
