系统供电技术-如何控制电源的纹波及噪声分析与控制

对于开关电源系统,开关电源输出纹波电压首先要有理论计算值。实践证明,在很多应用中,经过适当滤波的开关转换器可以代替线性稳压器从而产生低噪声电源。因此,有必要设计经过优化和阻尼处理的多级滤波器,来消除开关电源转换器的输出噪声。

我先以BUCK方式的开关电源来设计滤波电路分析计算:

滤波效果而言,电容的ESL和ESR参数都很重要,滤波电感会阻止电流的突变,电阻则限制了电流的变化率,这些影响对电容的充放电显然都不利。

优质的电容在设计及制造时都采取了必要的手段来降低ESL和ESR,故而横向比较起来,同样的容量滤波效果却不同。纹波电压主要由几个部分引起:

1、电容的ESR引起的

2、电容的ESL引起的

3、电容的充放电引起的

4、系统的开关噪声引起的

我们看看目前行业内的几个相关的设计电路结构及计算方式总结如下:

电容的ESR引起的纹波计算公式

电容的ESL引起的纹波计算公式

电容的充放电引起的纹波计算公式

BUCK工作方式如下:

当△ic流过理想电容C时,在C两端产生的电压变化如下

由上面图中最下一个电流波形可知 BUCK电路在达到平衡工作状态时, 在 Io 的上方为电容充电电流, 而Io下方为电容放电电流, 由图形中即可知纹波积分的上限应该选择.toff/2、下限取ton/2.

计算积分得到

由于

漏电流小,ESR小,一般都是认为要选择低ESR的系列,不过也与负载有关,负载越大,ESR不变时,纹波电流变大,纹波电压也变大。我们从公式上来看看,dV*C=di*dt;dv就是纹波,di是电感上电流的值,dt是持续的时间。

如果要用更详细的方式来进行描述:滤波电容对电压的积分+滤波电容的ESR+滤波电容的ESL+noise,如下图:

我再分析一下BOOST-升压转换器,工作方式如下:

升压转换器在恒定电流模式(CCM)下,我们可以看到有较低的纹波及噪声电压。而实际上工作在DCM-断续电流模式。如下图:是因为它在开关B内电流具有快速上升和下降时间。这会导致激励开关、布局和输出电容中的寄生电感。其结果是,在实际使用中,其噪声电压跟开关方式及开关的能量大小有关系,哪怕布局布线良好并且使用陶瓷输出电容。这种噪声电压依然会存在!

DCM中升压转换器的典型测量波形

由于电容电荷的变化而导致的开关纹波(开关频率)相比输出开关的无阻尼振铃而言非常小,我们对于输出噪声。

一般而言,此输出噪声范围为10 MHz至100 MHz以上,远超出大部分陶瓷输出电容的自谐振频率。因此,添加额外的电容对噪声衰减的作用不大。

我们先进行理论的分析:

一般对纹波及噪声的计算通常是估算;有关开关电源纹波噪声的计算,原则上比较复杂,要将输入的矩形波进行傅立叶展开成各次谐波的级数,计算每个谐波的衰减,再求和。最后的结果不仅与滤波电感、滤波电容有关,而且与负载电阻有关。当然,计算时是将滤波电感和滤波电容看成理想元件,若考虑电感的直流电阻以及电容的ESR,那就更复杂了。所以,通常都是估算,再留出一定余量,以满足设计要求。对系统需要实际的测试,若不能满足设计要求,则需要更改滤波元件参数进行设计来达到目标要求! 

以前面说明的BUCK&BOOST电路为例,电感中电流连续和断续,开关电源的传递函数完全不同。电流连续时环路稳定,电流断续时未必稳定。而电感中电流是否连续,除与电感量等有关外,还与负载有关。

更严重的是,电流是否连续还与占空比有关,而占空比是由反馈电路控制的。不仅Buck,其它如Boost以及由基本拓扑衍生出来的正激、反激等也是一样。 

若要求所有可能产生的工作状态下都稳定,通常要加假负载以保证Buck电路电感电流总是连续(对Buck/Boost或反激则保证不会在连续断续之间转变),或者把反馈环路时间常数设计得非常大(这会在很大程度上降低开关电源的响应速度)。对输出电压可调整的开关电源,环路稳定的难度则更大。对这类电源,往往要在开关电源之后再加一级线性调整LDO。 

电解电容的选择很重要 

在输出端采用高频性能好、ESR低的电容,高频下ESR阻抗低,允许纹波电流大。可以在高频下使用,如采用普通的铝电解电容作为输出电容,无法在高频(100kHz以上的频率)下工作,即使电容量再大也无效,因为超过10KHz时,它已成电感特性了。

电源的纹波及噪声的控制

A.利用铁氧体磁珠抑制纹波和噪声的分析

输入输出纹波和噪声的精确测量固然重要,但有效的抑制尤为重要,我先上图看看开关电源纹波和噪声的组成成分和利用铁氧体磁珠抑制纹波和噪声的效果。

典型的噪声电压及纹波示意图

典型的噪声电压及纹波测试分析示意图

纹波就是开关电源充放电时输出电压的波动;噪声就是发生在基频平均值的尖峰,通常称为RMS噪声。纹波电压波形描述了输入输出电容器的充放电的结果,在最大负载时是最大的。

高频噪声尖峰出现在开关电源的开通和关断时刻,如图所示这个可由示波器准确的测试到。尽管噪声的重复频率由开关电源的开关频率决定,但通常此频率包含的噪声尖峰高于开关频率;幅值的大小由开关电源的拓扑、寄生电流和PCB走线决定,尽管出现在高频,但噪声尖峰极易受探头和实验测试结构及测试影响。

注意:纹波和噪声的测试

纹波和噪声通常出现在DC/DC变换器的输入和输出,总噪声包含纹波和噪声。测试时首先应确保示波器获取极少的高频成分,由于高频成分可由示波器探头地形成的地线环放大,这就意味着示波器探头极短的地线可能在不正确的路线或停止时导致数百毫伏的噪声尖峰。

通常人们直接将示波器探头的地线夹夹在开关电源的地线上,另一端直接接在正电压端,这是一种不正确的方法,因为探头的地线夹获取了辐射噪声。

通常最大的错误源就来自探头的地线夹,主要是由示波器探头没有屏蔽的部分引起的。信号线端子和示波器探头夹地线构成的线路环就像天线一样在工作。

地线环的磁辐射导致电压曲线出现噪声,地线环的面积越大,开关过程中获取的噪声就越大。

为减小测量误差,探头应该直接放在输出电容两端。这样信号和地相连处的地线环面积就很小了。正确的操作如下:

1.去掉示波器探头的地线夹和探头夹适配器,提供金属地的直接连接通道。

2.把示波器的探头线在较大直径(20AWG)的镀锡铜线上卷绕若干圈,把锡铜线的终端焊接到输出电容的地线端。

3.示波器探头的尖端连接到输出端的输出电容上。

高频噪声的来源分析

在高功率及高电压的开关变换中,直流变换器的高频输入噪声通常可达100MHZ以上。

“噪声”其实是一个甚高频振铃或变换器电源部分的寄生振荡。

在开关转换过程中,能量储存在感性和容性的寄生振荡中直到消失。

在每个周期内,噪声都会出现在开关波形的边缘,尽管噪声频率非常高,但仅用一个典型的旁路电容器是不能使其衰减的。高频电容器的阻抗频率特性曲线,如下图所示。

当在100MHz或以上时,不论电容器值的大小,阻抗都呈感性并且很相似。因此,在开关电路的输入&输出电容上并联一个较小值的高频电容器并不能有效地减少这种高频噪声。

高频电容器的阻抗频率特性

由于高频电容器在出现噪声的频段内呈感性,因此需要一些用于衰减的元件。在大多数情况下,这些元件仅会在PCB印制板的走线上产生阻抗。

在62mil FR4电路板上50mil宽2盎司铜走线的阻抗典型值每英寸约为11nH。容量为1μf、封装为0603的陶瓷电容器的典型感抗约为0.5nH。

在100MHz高频输入噪声时,这相当于21dB或减少1/12x。在实际应用中总是期望能得到更多的衰减,但噪声频率决定了L/R网络的衰减量。如果加铁氧体磁珠虽可增加高频阻抗,但也可使直流损耗降到最小。

铁氧体磁珠在后端应用对噪声减少

如果电路板走线的阻抗不足以作为阻性元件构成低通滤波器,可用一个小铁氧体磁珠来增加阻抗,改善对噪声的抑制。使用铁氧体磁珠可以把输入纹波衰减近似为锯齿波,并可把它降低为基频成分。利用铁氧体磁珠的直流阻抗(Rb)和滤波电容 (Cf)可以确定转折频率和在相应开关频率下的纹波衰减。铁氧体磁珠抑制纹波的典型电路如下:

用铁氧体磁珠抑制开关噪声纹波的等效模拟电路如图

相应的计算方法如下:

高频噪声的衰减要求测试在输入高频噪声的共振频率下铁氧体磁珠的阻抗。通常高频噪声出现在约400MHz时,而下图中在400MHz下铁氧体磁珠的阻抗约140Ω。从图可知,滤波电容器在400MHz时相应的阻抗约为1Ω并且呈感性。这样,利用该网络就可以大概计算出在400MHz时的衰减。

等效模拟电路如下所示:

用铁氧体磁珠抑制开关噪声纹波的等效模拟电路如图

我们再来分析铁氧体磁珠的典型阻抗频率特性

铁氧体磁珠的典型阻抗频率特性(0603/0805封装)

上图为一个贴片封装的铁氧体磁珠的典型阻抗频率特性。

铁氧体磁珠有一个很小的直流阻抗,使它通过直流电流对系统的效率有很小的影响。它还在变换器出现高频噪声的频带内拥有很大的阻抗。

从曲线中可以看出,频率在200MHz以上时阻抗大于100Ω。在应用了铁氧体磁珠的例子中,有500mA的额定电流和0.3Ω的直流阻抗,这就使附加器件的损耗可以降到最低。

当设计电路拥有共同的输入电压时,简单滤波方式可以用来降低输入噪声,改善电路的特性。在大多数情况下,共同输入电压的电路用高频电容器就可以了,而在变换器输入与其他电路输入源之间连接铁氧体磁珠可以进一步衰减输入噪声。

B.在输出端添加RC滤波器改善噪声电压问题。

设计结构原理图如下:

该滤波器具有低成本优势,无需阻尼。但是,由于功耗的原因,它仅对极低输出电流转换器有用。

我提供的设计理论依据:

假设C1的输出纹波达到要求的纹波近似值可以忽略其余滤波器;5 mV p-p至20 mV p-p就是一个很好的选择。R可以根据功耗选择。R必须远大于RESR,电容和这个滤波器才能起作用。这将输出电流的范围限制在50 mA以下。

理论公式如下:

C2的设计理论方案:采用A、a、b和c来简化计算的中间值,没有实际意义。这些公式假定R < / >LOAD,且每个电容的ESR较小。通过公式关联C1,引入的误差很小。C2应等于或大于C1。

C.在输出端添加LC滤波器改善噪声电压问题。(常用)

设计结构原理图如下:

这种配置提供了极佳的纹波和开关噪声抑制能力,并具有较低的功耗。

问题在于,我们现在引入了一个额外的储能电路,它可能产生谐振。

这就有可能导致振荡,使电源不稳定。

因此,设计该滤波器的第一步是如何选择阻尼滤波器。

对滤波器的结构我进行理论的分析设计:

阻尼技术1:

添加RFILT具有额外成本和尺寸增加较少的优势。阻尼电阻的损耗通常很少(甚至没有),哪怕大电源情况下都很小。

缺点是,它会降低电感的并联阻抗,从而大幅降低滤波器的有效性。

阻尼技术2:

第二种技术的优势是滤波器性能最大化。

如果需要采用全陶瓷设计,则RD可以是与陶瓷电容串联的分立式电阻。

否则需使用具有高ESR且物理尺寸较大的电容。

这个额外的电容(CD)会大幅增加设计的成本和尺寸。

阻尼技术3:

看上去具有极大的优势,因为阻尼电容CE添加至输出端,

它可能对瞬态响应和输出纹波性能有所助益。

然而,这种技术成本最高,因为所需电容数量极大。

此外,输出端相对而言较多的电容会降低滤波器谐振频率,进而减少转换器可实现的带宽——因此不建议使用第3种技术。

我们采用第1种技术,因为它成本较低,且在自动化设计步骤中相对来说较为容易实现。

需注意的另一个问题是补偿。

把滤波器放在反馈环路内部几乎一直都是更好的做法。这是因为,将其放在反馈环路内有助于在一定程度上抑制滤波器,消除直流负载偏移和滤波器的串联电阻,同时能提供更好的瞬态响应、更低的振荡。

我提供的设计理论依据:

反馈在滤波器电感之前或之后获取。哪怕滤波器不在反馈环路内部,开环波特图依然存在非常大的变化。由于控制环路无论滤波器是否在反馈环路中都会受影响,因此也应对其进行适当补偿。一般来说,将目标交越频率向下调整至不超过滤波器谐振频率(FRES)的五分之一到十分之一是比较好的设计。

理论公式如下:

这类滤波器的设计步骤本质上是一个迭代过程,因为每一个元件的选择都会影响其它元件的选择。使用并联阻尼电阻的LC滤波器设计参考公式如下:

前级滤波电容C1:

10mVp-p至100mVp-p是个参考数值,具体取决于最终要求的输出纹波。

设计电感LFILT:

根据经验,较好的数值范围为0.5μH至4.7μH。

应按照高自谐振频率(SRF)来选择电感。较大的电感具有较大的SRF,这意味着它们的高频噪声滤波效率较差。较小的电感对纹波的影响没有那么大,需要更多电容。开关频率越高,电感值越小。比较电感值相同的两个电感时,SRF较高的器件具有较低的绕组间电容。

绕组间电容用作滤波器周围的短路,作用于高频噪声。

添加滤波器会影响转换器补偿,具体表现为降低可实现的交越频率(Fu)。根据公式的计算,对于电流模式转换而言,可实现的最大Fu是开关频率的1/10以下,或者是滤波器FRES的1/5以下。

在实际的应用中,大部分模拟负载不需要太高的瞬态响应。

通过公式计算转换器输出所需的输出电容近似值(CBW),以提供指定的瞬态电流阶跃响应。

注意:C2为CBW和C1的最小值。

我再通过组合公式来计算实际的C2的值:

下面我用a、b、c和d来简化公式:便于我采用EXCEL表的计算数据!

C2的理论计算结果如下:

通过上面的公式计算出满足所需纹波和瞬态规格的优秀阻尼滤波器设计。

注意,这些公式忽略了滤波器电感的直流串联电阻RDCR。

对于较低的电源电流而言,该电阻可能非常大。它通过帮助抑制滤波器而改善了滤波器性能,增加了所需RFILT的同时也增加了滤波器阻抗。这两个效应都会极大地改善滤波器性能。因此,以LFILT中的少量功耗换来低噪声性能是很划算的,这样可以改善噪声性能。LFILT中的内核损耗还有助于衰减部分高频噪声。因此,高电流供电的铁磁芯是一个很好的选择。

它们在电流能力相同的情况下尺寸更小、成本更低。

LC滤波器设计步骤(采用的第2种技术)

A.>选择C1,使其等于没有输出滤波器时的情况。10 mVp-p至100 mV p-p是个不错的开始,具体取决于最终目标输出纹波。C1随后可通过公式计算得出。

C1在这个拓扑中可以采用比之前拓扑更小的数值,因为滤波器效率更高。

B.>选择LFILT,选择数值为0.5μH至10μH的电感。对于50kHz至120 kHz的转换器而言,4.7μH是一个很好的数值。

C.>计算得出C2,C2可以从公式中选择,但RFILT应设为较大的值,比如1 MΩ,因为不会安装该元件。无论C1是否有额外的电容,它的值不变的原因是,为了提供良好的阻尼,RD会足够大,以至于CD不会过多地降低纹波。将C2设为C2、CBW和C1计算得出的最小值。此时回到A并调节C1上的纹波会很有用,这样计算得到的C2近似等于CBW和C1。

D.>CD的值应当等于C1。理论上,使用更大的电容可以实现滤波器的更多抑制,但它不必要地增加了成本和尺寸,并且会降低转换器带宽。

E.>RD可以通过下面的公式计算得出。FRES通过最上面的公式计算得出,忽略CD。这是一个很好的近似,因为Rd通常足够大,从而CD几乎不影响滤波器谐振位置。

现在,CD和RD都已算出,可以使用带有串联电阻的陶瓷电容,或者选择带有大ESR的钽电容或类似电容来满足计算得出的规格。

F.选择实际的元件来匹配计算值时,注意需对任意陶瓷电容进行降低额定值处理,以便将直流偏置纳入考量中!

D.以铁氧体磁珠代替之前滤波器中的L(不建议,前面阐述用在后端的设计)

这种方案有很多缺点,它限制了开关噪声滤波的有效性,而对开关纹波几乎没有好处。首先是饱和的问题。铁氧体磁珠将在极低的偏置电流电平处饱和,这意味着铁氧体会比所有数据手册中零偏置曲线所表示的都要低得多。它可能依然需要抑制,因为它仍然是一个电感,因此会跟随输出电感谐振。但现在电感是一个变量,而且以大部分数据手册所能提供的极少量数据进行极差的特性化。

由于这个原因,不建议使用铁氧体磁珠作为二级滤波器,但可以用在后面的下级的IC或器件电路中以进一步降低极高的频率噪声。

E.将电路中的差模L用共模滤波电感设计替代

输出端差模滤波电感用共模滤波电感替换

主要问题是增加了系统的成本;

--差模电感Ld:只能起到差模滤波作用,C7不能分担C6的纹波电流;

--共模电感Lc:由于漏感的存在,共模电感Lc可以同时起到共模和差模滤波的效果,而且C7能分担C6的纹波电流;同时能优化系统的EMI设计;

注意:选择共模电感的设计;

输出共模电感可有效阻碍共模干扰电流通过输出线向外辐射能量。

无输出共模电感辐射测试结果 50MHZ-100MHZ 测试数据 裕量小;

有输出共模电感辐射测试结果50MHZ-100MHZ 测试数据有较好的设计裕量

最优化的EMI性能

是否带输出共模电感,垂直方向辐射相差6dB以上。

以上我提供了多种开关电源输出滤波器分析及应用技术,我们可以通过了解二级输出滤波器实际应用及达到的效果而实现快速设计。

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