我以我们的IC进行设计分析说明：
基本的反激变换器原理图如下所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率<75W～的开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。接下来我将电源的关键部分的设计进行说明！
前面已经弄清楚后，我们再来进行围绕开关MOS的成本及可靠性方面。计算变压器的关键参数，搞定FLY的主架构的设计！
我的IC工作频率67KHZ
(我们的IC有多种频率可选67KHZ/100KHZ/130KHZ等)
目前的设计选择为各厂家通用的工作频率67KHZ。采用PWM+PFM控制模式，系统有较好的效率。较好的待机功耗等！
在设计之前，我先来回复客户常问我的一个问题：开关电源为什么常常选择67K或者100K左右范围作为开关频率，有的人会说IC厂家都是生产这样的IC，当然这也有原因。每个电源的开关频率会决定什么？对于多年的IC及各厂家的IC应用研究，我提出我的看法：
我们应该从这几个方面去思考原因：
A.有人说频率高了EMC不好过，一般来说是这样的，但这不是必然。
EMC与频率确实有关系，但不是必然。
高频率的IC的EMI我有经常指导客户搞定它！
B.先来想象我们的电源开关频率提高了。直接带来的影响是什么？
注意：当然是MOS开关损耗增大，因为单位时间开关次数增多了。
如果频率减小了会带来什么？开关损耗是减小了，但是我们的储能器件单周期提供的能量就要增多，势必需要的变压器磁性要更大，储能电感要更大了。
选取在67K到100K左右就是一个比较合适的经验折中，电源就是在折中合理化折中进行。
目前市场上的大多数IC的功能及引脚定义都相同，通用的工作频率及引脚定义为产品的通用设计带来便利，提高了设计和同类产品的转换机率！
C.假如在特殊情形下，输入电压比较低，开关损耗已经很小了，还在乎这点开关损耗吗，那我们就可以提高开关频率，起到减小磁性器件体积的目的。
D.我们使用过PI的电源IC，在未来追求系统成本，其开关频率为132KHZ。可使用小的变压器结构优化电源体积。
注意：开关电源的频率的选择怎么做都可以，只要能合理使用。能给你的设计带来高的设计可靠性及通用性；降低设计开发成本是最关键的！
进入正题
FLY-开关电源的设计我们经常会工作在下图示的状态，DCM与CCM模式：
FLY-反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。
此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。
因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压-小电流输出的场合。
对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM模式的临界处（BCM 模式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。
我的设计 迭代计算结果如下：
进行参数设计时，几个关键参数参考下图：
MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：
通过上面公式，可知：
Dmax 取值越小，Vor 越小，进而MOS 管的应力越小，
然而，次级整流管的电压应力却增大。
因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。
Dmax的取值，应当保证Vdsmax不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为650V的MOS管，设计中，Dmax 不超过0.5 为宜。迭代计算相关数据请参考我的EXCEL计算表格！
我们IC的规格书中，细心的开发者会注意到最大占空比的说明：
说明我在应用设计时，允许最大占空比会达到75%；当我们反激的占空比大于50%会带来什么？好的方面有哪些？不好的方面有哪些？反激的占空比大于50%意味着什么，占空比影响哪些因素?
第一:占空比设计过大，首先带来的是匝比增大，
主MOS管的应力必然提高。
一般反激选取600V或650V以下的MOS管，成本考虑。
占空比过大势必承受不起。上面通过公式已经有很好的说明了。第二点：很重要的是很多人知道，需要斜坡补偿，否则环路震荡。
IC一般都有这个功能如下：
不过这也是有条件的，右平面零点的产生需要工作在CCM模式下，如果设计在DCM模式下也就不存在这一问题了。后面再讲电源的补偿设计！
这也是小功率为什么设计在DCM模式下的其中一个原因。当然我们设计足够好的环路补偿也能克服这一问题。
当然在特殊情形下也需要将占空比设计在大于50%，单位周期内传递的能量增加，可以减小开关频率，达到提升效率的目的，如果反激为了效率做高，可以考虑这一方法。
我们在设计反激开关电源的时候VRO反射电压的范围为：70V-110V；如果选择的是650V或700V的高压MOS器件时，我的经验设计推荐VRO=90V左右！可靠性！！
注意在最大功率本设计/工作在CCM模式的最小VDC=140V
最小输入AC≈95VAC
也就是说我的设计在通常状况下，电源工作是在DCM。
只有系统过载或输入电压<95VAC时 系统进行CCM模式！
此时系统有较好的EMI效果；
因此可以看到对于反激的设计应用：当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式，或从DCM模式过渡到CCM 模式;对于两种模式，我们需要均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感Lm。由下式决定：
其中，fsw 为反激变换器的工作频率，KRF为电流纹波系数，
其定义如下图所示：
流过开关MOS管的电流波形及电流纹波系数
通常我们对于DCM 模式变换器，设计时KRF=1。
对于CCM 模式变换器，KRF<1。
KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值（RMS），KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的损耗就会越小，然而过小的KRF 会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。
一般而言，设计CCM 模式的反激变换器：
宽压输入时（85～265VAC），KRF 取0.25～0.5；
窄压输入时（165～265VAC），KRF 取0.4～0.8 即可。
而实际我们的开关电源在工作过程中是在DCM与CCM两种工作模式都会存在；其随负载的变化而变换！
对于FLY设计：KRF取0.25～0.85的设计就OK!不需要明确的区分来设计变压器的初级电感取值；因此一旦Lm 确定，流过MOS 管的电流峰值Idspeak和均方根值Idsrms 亦随之确定：参考如下公式：
式中：
MOS管的导通损耗Pcond可以通过下面公式计算：
Rdson为MOS 管的导通电阻
接下来是变压器的设计问题！
什么样的变压器才算是比较完美且适用的？变压器决定了什么，影响了什么?
设计变压器是各种拓扑的核心点之一，变压器设计的好坏，影响电源的方方面面，有的无法工作，有的效率不高，有的EMC问题难解，有的温升过高，有的极限情况会饱和，有的安规就过不了！
需要综合各方面的因素来设计变压器。设计变压器从哪里入手呢？
一般来说根据功率来选择磁芯大小，有经验的可参考自己设计过的，这个是最推荐的设计；没经验的只能按照AP算法去算，当然还要留有一定的余量，最后实验去检验设计的好坏。 一般小功率反激推荐的用的比较多EE型，EF型，EI型，ER型，中大功率PQ的用的比较多，这里面也有每个人的习惯以及不同公司的平台差异，需要根据自己公司的平台和变压器资源库来选择合适的型号。实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。相关的选型参考下表：
注意FLY-反激变换器设计，对于多路输出一定要注意负载调整率满足需求，耦合的效果要好，比如采用并绕，均匀绕制，以及副边匝数尽可能增多。
有的还需要增加屏蔽来调整EMI，原副边屏蔽一般加2层，外屏蔽1层就好。对于如上设计的<75W功率变压器一般更多的是关注损耗，需要铜损和磁损达到平衡，还需要考虑变压器的温升问题。还要清楚电源过的什么安规，挡墙是不是足够，层间胶带是否设置合理也是不可以忽视的，一旦要做认证去改变压器也是影响进度的。
选定磁芯后，通过上面的磁芯的DS 查找Ae 值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数由下式确定：
△B的选择：注意兼顾变压器噪音的问题！
f=30KHz~70KHz，△B<0.35T；
f=70KHz~100KHz,△B<0.28T ；
完成的变压器选型及结构参数如下：
选择磁芯CORE/铁氧体Ferrite ER36 PC40;确定各路输出的匝数
先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为：
其它绕组圈数类推即可；变压器的设计的完整数据如下：
开关电源系统的关键部分完成设计。
