推挽式转换器已成为一种常用拓扑，用于构建 1W 至 10W 范围内的隔离式电源。此拓扑可与数字隔离器、隔 离式放大器、隔离式模数转换器、隔离式接口（例如隔离 式控制器局域网和隔离式 RS-485）以及隔离式栅极驱 动器进行配对。请参阅图 1。
图 1：推挽式转换器
推挽式转换器的普及源于其操作简单、电磁辐射低、峰 值电流低、效率高、抗扰度高和系统成本低。只需使用 以下几种分立式元件即可设计具有推挽式拓扑的隔离式 电源轨：两个电源开关、一个中心抽头变压器和一些整流 器二极管。这是一种前馈拓扑，不需要基于光耦合器的反 馈，因此不存在环路稳定性问题。
尽管推挽式转换器有许多优点，但存在一个大问题，即 可能发生变压器饱和。这种转换器依靠两个运行相位之 间的良好匹配来避免变压器铁芯中出现磁通量累积。变 压器饱和会导致初级电流呈指数级增长，从而造成输入 电源崩溃甚至损坏转换器。本文介绍了可能导致推挽式 转换器中变压器饱和的情况，以及能够减轻或防止变压 器饱和的参数。
一、推挽式转换器的基本工作原理
在图 1 所示的推挽式转换器中，场效应晶体管 (FET) Q1 和 Q2 设计为驱动强度相等，并在交替周期中具有 相同的导通时间 (T)。两个初级绕组采用特定缠绕方式， 使 Q1 导通产生的磁通量与 Q2 导通产生的磁通量完全 相等且方向相反。每个相位中的磁通量累积 (∆B) 与变 压器初级两端施加的电压 (V) 和施加电压的时间 T 成 正比。在所有元件完全匹配的情况下，变压器铁芯中的磁 通量通过零点四周的两个象限，如图 2 所示。两个相位 中的磁通量完全抵消，因此，转换器能够在稳定状态下运 行，没有连续的磁通量累积。磁化电流 (Im) 会相应地在 零点四周以三角波摆动。
图 2：变压器中的磁通量以及 Im
二、 失配的影响
如果两个运行相位之间存在失配问题（例如，如果施加的 电压不同或持续时间不同），一个周期中变压器中积累的 磁通量在另一个周期中不会完全被抵消。这种状况会在 一个完整的运行周期后留下轻微的残余磁通量，这些磁 通量随着时间的推移会慢慢增加，最终使变压器进入饱 和区。请参见图 3。根据失配的极性，Im 会在正区域或负 区域中累积。在饱和区，通过变压器初级绕组的电流会急 剧增加，可能对变压器和驱动器晶体管造成灾难性损坏。
图 3：失配引起的磁通量增加和 Im 上升
三、对适配问题进行补偿
实际可行的推挽式转换器总是存在适配问题。随着时间 的推移，即使是最小的失配也会导致磁通量大量累积。这 是否意味着推挽式转换器将始终饱和？不是。 Q1 和 Q2 导通电阻 (RON) 的负反馈、限流以及 Im在 死区时间内传输到负载都有助于防止变压器饱和。接下 来将介绍这些技术的使用以及相应效果。
四、 FET RON 的负反馈
如图 3 所示，在磁通不平衡的情况下，一个相位中的 Im 高于另一个相位中的相应值。电流较大的相位会在功率 FET 中出现较高的压降，因此在该相位下对变压器两端 施加较低的电压。在该相位累积的磁通量较少，因此会减 小 Im。如果转换器中的失配很小，该负反馈足以使转换 器保持稳定平衡。
但是，根据 FET RON 和 Im 的值，该负反馈可能无法 补偿转换器失配的影响。例如，如果输入电压 (VIN) 为 5V，峰值 Im 为 100mA，且 FET RON 为 1Ω，则 FET RON 可提供的最大负反馈为 100mA × 1Ω = 100mV， 相对于 5V 的超出百分比为 2%。也就是说，FET RON 能 够补偿高达 2% 的失配（例如，由两个相位之间的导通 时间不匹配引起的失配问题）。在大多数情况下，这 2% 的补偿足以防止饱和。但是，如果 FET RON 仅为 0.25Ω，则负反馈只能补偿 0.5% 的失配，这一数值可能 不足以始终防止饱和。
这种近似分析有助于了解 FET 电阻的负反馈所能补 偿的失配程度。对于 FET RON 设计得很低以便降低传导 损耗的大功率转换器，FET 电阻的负反馈可能不足以防 止变压器饱和。
五、 限流
另一种防止饱和的技术是逐周期限流，它可以监控每个 周期中通过 FET 的电流。如果电流超过安全限值（通常 设置为工作电流范围的两到三倍），则该周期将终止。虽 然限流可作为一种可靠的安全措施，但这种方法会导致 更高的整体 I2R 功率损耗，因为转换器中的峰值电流被 允许上升到高于要求的值。轻载条件下对效率的影响更 大，在这种情况下，无负载电流意味着 Im 必须大幅增加 到更高的值才能达到电流限值。图 4 所示为限流对 Im 的影响，该电流不能超过设定的电流限值。
图 4：限流可防止 Im 累积到不安全水平
六、 死区时间对推挽式变换器中变压器饱和的影响
为了防止击穿电流，推挽式转换器在两个相位之间总是 存在一定的死区时间。在死区时间内，FET Q1 和 Q2 都 关断。死区时间在防止变压器饱和方面的有利效果如下 所述。
在图 5 中，磁化电感建模为 Lm。流经 Lm 的电流为 Im。FET Q1 和 Q2 在死区时间内均关断，因此 Im 会升 高 Q1 或 Q2 的漏极电压，从而使 Diode1 或 Diode2 正向偏置。电流路径取决于死区时间开始时 Im 的极性。 变压器铁芯两端将出现次级侧电压，从而使铁芯磁通量 衰减。换句话说，Im 在死区时间内流经次级侧二极管 Diode1 或 Diode2 时以某种方式发生衰减。当 Im（因此 铁芯磁通量）达到零时，流经次级二极管的电流将停止。
图 5.Im 流经二极管时衰减
如果总死区时间占导通时间 T 的百分比大于两个相 位之间磁通量失配的百分比，则磁通量在死区时间内将 始终衰减为零。推挽式转换器现在在一个象限内工作，如 图 6 所示。如果稳定状态下在一个相位中产生的磁通量 (ΔB1) 比另一个相位中产生的磁通量 (ΔB2) 更高，从而 在整个周期结束时产生净的正 Im，那么该正 Im 在死区 时间内流经次级二极管时会发生衰减（∆B3 和 ∆B4）， 直到磁通量和 Im 降至零。如图 6 所示，Im 不会无限期 累积，而是会达到稳定状态，并保持正值。同样，如果失配 在两个相位结束时导致净负 Im，Im 将以净负 Im 达到稳 定状态。
七、 器件测量结果
我们通过测试模式特意在两个相位之间添加了时序失 配，测试了死区时间对 SN6505B 推挽式转换器的影响。 在没有失配的情况下，每个相位的导通时间为 625ns。 添加失配以使两个导通时间（T1 和 T2）一直偏斜至 540ns 和 710ns，总计失配为 170ns。然后，观察开关节 点上的电源转换器效率和过冲，找出变压器饱和的迹象。 Im 的突然增加将表现为电源转换器效率和过冲的拐点。
SN6505B 每个时钟周期的总内置死区时间为 160ns， 即每个导通时间后的死区时间为 80ns。图 7 展示了当 相位之间的失配从 90ns 增加到 170ns 时转换器效率 与负载电流间的关系。图 8 以图形方式显示了 150ns、160ns 和 170ns 三个失配值的开关节点（Q1 和 Q2 的漏极）。如这两个图所示，转换器的效率曲线以及 开关节点上的过冲在失配约为 150ns 至 160ns 时显示 出拐点，这个时间接近于 SN6505B 和 Im 中的总死区 时间。
图 6.尽管存在失配，但磁通量和 I 并在死区时间 (DT) 内衰减至零 m 仍保持稳定，并在死去时间（DT）内衰减至0
这些测量结果对上一部分中的分析形成支持，并证 明低于死区时间的失配（以导通时间的百分比表示）不会 使推挽式转换器饱和。 这些结果还表明，SN6505B 能够保持稳定，即使在特 意添加 10% 到 12% 失配的情况下也不会饱和。该百分 比要比推挽式转换器中通常存在的失配值（2% 至 3%） 高得多。为了进一步提供保护，SN6505B 还具有内置电 流限制功能。
图 7.不同导通时间 T1 和 T2 值下的效率与负载电流间的关系
结论
死区时间内次级二极 管中的磁通量衰减对 于防止饱和非常有 效。只要失配低于死 区时间（采用百分比 形式），就有可能防止 变压器饱和。使用 SN6505B 设计的隔 离式电源不会饱和， 因此在存在较大失配 时仍能保持稳定。
