虽是老生常谈，但又标新立异，引人注目。因为传导辐射相关专题对 EMI 的原因和解决方案已经给出了非常好的解释，感兴趣的请查看。本文将只关注反激变压器电容产生的 CM 干扰。我们还将讨论通过变压器设计和构造来最小化 CM EMI 的技术。
图1 由于初级-次级绕组间电容上的开关电压波形，CM 电流从初级流向次级
图 1显示了在初级和次级变压器绕组之间流动的 CM 电流 ICM，这是由施加在绕组间电容上的电压波形引起的。 由于初级电压摆幅通常远大于次级电压（对于离线 AC/DC 应用），ICM 将从初级流向次级。 然后 ICM 将通过从输出电路到大地的阻抗流入大地，从而导致潜在的 CM 干扰问题。
在许多应用中，输出返回（负 VOUT）端子通常无论如何都直接接地 - 导致最坏情况的潜在 CM EMI 结果。 这种 CM EMI 需要使用 CM 滤波器扼流圈和 Y 电容器的组合在电源输入处进行滤波。 从源头上降低 CM EMI 的任何步骤都可以显着降低 EMI 滤波器的成本、尺寸和功率损耗。
为了最小化 CM EMI，您可以构建变压器以最小化绕组间电容，从而最小化 ICM。 然而，降低电容通常涉及增加初级和次级绕组之间的电介质间距的厚度（将它们进一步分开），和/或减少它们之间重叠的表面积。 这两种变化都会导致初级到次级耦合变差和漏电感增加。 请记住，增加漏电感会增加损耗。 因此，通常需要在效率的低漏电感结构与 EMI 的低电容之间进行权衡。
一、EMI 缓解方法 I – 变压器屏蔽
添加到变压器时，静电屏蔽有助于降低 CM EMI [1]。 如前所述，屏蔽层应尽可能薄，以最大限度地减少由于邻近效应引起的屏蔽层中的涡流损耗。
屏蔽通常连接回本地初级接地，如图 2 所示，或有时连接到输入 DC 大容量电容器的正极端子 - 这是可能的，因为该点也是一个安静的交流接地。 屏蔽就位后，ICM 将流入屏蔽并返回本地初级接地，而不是流向输出并从那里返回接地。
图2 初级和次级之间带有屏蔽层的反激式变压器
即使 ICM 被屏蔽层捕获并返回到本地初级接地，屏蔽层和次级绕组之间仍然存在电容。 由于一匝屏蔽中的感应电压与次级绕组中的感应电压不同（除非您使用一匝次级），因此在屏蔽和次级之间仍有一些共模电流流动。 因此，虽然屏蔽有助于极大地衰减共模 EMI，但屏蔽并不能完全消除它。 交错绕组的一个缺点是初级次级界面的数量增加——通常需要更多的屏蔽层，每个初级-次级界面一个。
二、EMI 缓解方法 II – CM 消除绕组和 CM 平衡
作为屏蔽的替代方案，您可以引入一个单独的辅助消除绕组 NAUX，如图 3所示。辅助绕组的极性定向为产生与从初级注入的电流极性相反的消除电流。 通过调整匝数 NAUX 和次级辅助电容 CS_AUX，可以使 ICM2 的幅度等于 ICM1。 因此，初级的 ICM1 被取消，接近零的净 CM 电流将流向输出，并从那里流向大地。
图3 带有附加辅助消除绕组的反激变压器
这种方法取决于对 CS_AUX 值的严格制造控制。 如果 CS_AUX 变化，则 CM 置零将不完美。 即使制造商严格控制 CS_AUX 电容，其值也可能会随着环境温度的变化以及变压器内部自热引起的温度变化而变化。 在电源的整个生命周期中，电容也会随着多次加热/冷却循环而发生变化，导致绝缘胶带随着时间的推移膨胀、压缩和硬化——这样电容器的电介质厚度就会发生变化。
作为取消 CM 的替代方法，您可以安排变压器绕组以实现 CM 平衡。 使用这种方法，绕组间电容两端的平均电压被安排为相同的幅度和极性，从而以不依赖于电容本身值的方式最小化或消除通过寄生电容的共模电流。
图 4 显示了一个示例，其中像以前一样在初级和次级绕组之间部署了屏蔽 - 但不是将屏蔽连接到交流接地，而是由辅助绕组驱动，NAUX = ½ NSEC。 这确保屏蔽上的平均电压与次级绕组上的平均电压相同。 由于 CSEC_SHIELD 两端的平均电压相同，对 CM 来说是平衡的，因此从屏蔽层到次级绕组的平均 CM 电流将为零。
图4 反激变压器与盾加辅助绕组为CM的平衡
三、CM 平衡 – 设计实例
图 5是反激变压器绕组结构中 CM 平衡的示例实现。 图6 显示了等效原理图，其中绕组的颜色与等效的物理绕组相匹配。 这种结构是交错的，初级分成两个半初级，所有其他绕组夹在中间。
图5具有CM平衡的反激变压器绕组结构
图6 反激变压器的等效原理图如图5所示
内部半初级和次级之间是一个辅助绕组，具有多种功能。 首先，作为初级侧偏置绕组（粉红色股线），它为初级控制器提供偏置电源。 其次，它由多个平行股线（粉红色和灰色股线）缠绕，填充整个骨架宽度并用作内部半初级和次级绕组之间的屏蔽层。 第三，有额外的匝数（灰色线），以便该层中的总匝数与次级绕组匝数相匹配，以实现各层之间的 CM 平衡。
屏蔽层（紫色）放置在次级和外半初级之间的另一个界面处。 同样，在这种情况下，屏蔽不连接到交流地，而是由辅助绕组上的抽头驱动，这样屏蔽上的平均电压与次级上的平均电压相匹配，再次实现 CM 平衡。
使用图 6中的原理图，使用电路中的电压来解释这种安排。 输出电压约为 20 V，因此副边反激阶段的平均电压约为 10 V。对于 6T 副边，这相当于 1.67 V/T。 NB1 是一个 4T 绕组，用于生成所需的偏置轨，而 NB2 包含另外的 2T，总共 6T 的辅助绕组与 6T 次级绕组相匹配。 因此，辅助和次级之间的电容在两侧具有相同的电压波形和幅度，因此是CM平衡的。
3T后的NB1绕组上有一个抽头来驱动屏蔽。 因此，平均屏蔽电压也将是 10 V。再次，次级绕组和屏蔽层上的相同平均电压 (10 V) 实现了 CM 平衡。 这种安排的主要优点是它不依赖于寄生电容的值，或将其控制为所需的值。 无论电容值或变化如何，都可以确保 CM 平衡。
在实践中，需要根据特定应用程序的情况调整用于实现 CM 平衡的实现和结构。 通常，找出给定案例的最佳实现涉及反复试验。
很难估计在变压器内部应用 CM 缓解与外部 CM EMI 滤波之间的成本/性能权衡。 变压器内部的屏蔽层和 CM 平衡层会增加变压器的材料和人工成本——但它们可以非常有效地降低 CM 噪声，而不会显着增加整体尺寸或功率损耗。 另一方面，添加外部 CM 滤波器扼流圈或增加其尺寸/电感相对简单。 但这会产生额外成本，因为外部 CM 扼流圈会占用更多空间并产生额外损失。
还有一点很重要：图 6中的次级侧整流器显示在传统的高侧位置。 但是将整流器（二极管或同步整流器 [SR]）置于低侧（便于栅极驱动）将改变次级绕组相对于辅助/偏置层的极性。 这意味着需要一个极性相反的绕组来驱动屏蔽——理想情况下，反向辅助绕组和偏置整流二极管放置在返回腿上。 这将保留所有相对绕组极性并保持 CM 平衡。
但是，如果您还使用辅助/偏置绕组进行初级侧调节 (PSR)，则不可能将偏置整流二极管放在回路支路中。 在这种情况下，屏蔽驱动绕组 NB2 必须以相反的方向缠绕，匝数适当，以提供与次级层所需的平衡。 在这种情况下，在回路支路中有次级整流器的情况下，在次级两侧使用两个屏蔽（由反相绕组 NB2 = ½ NSEC 驱动）会更简单且更具成本效益。