前面我们讨论了关于TL431的偏置电流计算以及分压电阻的计算，本文主要讨论关键器件--光耦的特性以及在环路中的影响。
光耦合器在通常连接到电源的初级侧和出于明显安全原因与初级隔离的次级侧之间提供光链路。该链接是通过 LED（光子）发出的光建立的，指向将收集光子的双极晶体管的基极。这会产生集电极电流，其强度取决于 LED 中的注入电流以及它发出的光通量强度。集电极中循环的电流量通过电流传输比 (CTR) 与 LED 中流动的电流相关联。正如之前的阵列所示，该 CTR 取决于 LED 电流、光电耦合器年龄和结温。这就是光耦合器供应商为您提供转换器必须稳定的两个限制的原因。由于光电晶体管中的集电极-基极结必须用作光电探测器，因此制造商将其做得很大，以收集最大数量的光子。不幸的是，这会在收集器和基极之间带来大电容，从而大大降低了可用带宽。当然，带宽取决于集电极上拉电阻和相关的偏置电流。
一、光耦模型
图1 突出显示电容器位置的简化光耦合器模型。
图 1显示了光耦合器的简化表示，其中简单地将电容器添加到电流控制电流源的输出。 该电容器是极点存在的证据，并且可以根据在大多数数据表中描述的典型开关电路中测得的光耦合器的下降时间进行评估。 数据表给出了在给定集电极电阻上测得的下降时间。 例如，在 SFH615A-X 上，SHARP 指定使用 1k 上拉电阻获得的下降时间为 15us。 因此，电容值可以通过简化公式获得
为了改进模型，当 LED 中注入过多电流时，具有零 Vf (N 0.01) 和 30 V 击穿电压的二极管将避免负集电极值。 此外，串联的简单电压源代表晶体管饱和电压。 图 2 显示了更新后的模型。
图2 当 LED 中流过过多电流时，添加二极管有助于避免收敛问题。
确定 Cpole 的第二个选项是在光耦合器的极点与控制器的偏置方式相同时提取该极点。 一旦知道极点，我们就可以使用控制器上拉电阻值轻松计算等效 Cpole 值：
回顾各种基于 TL431 的电路，我们可以看到，我们添加到光耦合器的集电极或发射极的补偿电容器与光耦合器等效电容器 Cpole 并联。 如果这个等效电容器已经大于计划并联的电容器，那么引入的最后一个极点取决于光耦合器，而不再取决于放置的电容器。 为此，当设计宽带宽电源时，必须采用小的上拉（1 至 4.7 k ）电阻，从而提高偏置电流。
二、极点提取
要提取光耦合器极点，您需要知道将其连接到的上拉电阻以及相应的工作偏置电流（例如，NCP1216 为 20 k，以及 5 V 直流电源）。 然后按照图 3的建议在工作台上连接光耦合器。 直流电源偏置 LED，将 VFB 节点定位到与标称转换器功率相对应的值：在这种情况下约为 3 V，带来实际偏置电流。 调整 Vbias（或 Rbias）以达到目标。 然后通过将在 VFB 上观察到的隔直电容器 (Cdc) 注入正弦电压。 确保 Vrms 的调制幅度足够低，以 (1) 保持 VFB 不失真和 (2) 保持小信号分析。 观察 VFB 包络并增加调制频率。 一旦包络以 0.707 (–3 dB) 的比率下降，读取频率发生器：这就是极点位置。
图3 SPICE 简化了获得光电耦合器极点位置所需的架构。
在 SPICE 上，如果从 SPICE 供应商的可用列表中选择光耦合器型号，则可以如图3所示进行接线。 在 Vbias 上选择适当的偏置会导致正确的工作电流 (VFB=3 V)。 然后从 10 Hz 到 100 kHz 进行交流扫描，并绘制 VFB。 当增益下降 -3 dB 时，这就是极点位置（图 5）。 然后，读取通过 Rpullup (Ic) 和 RLED (IF) 的电流可以得出所研究光耦合器的 CTR 值。
图5 光标指示 –3 dB 位置：此电路的 6.8 kHz。
现在很明显，尽管在设计 2 类或 3 类放大器方面付出了很多努力，但在系统中插入另一个极点可能会破坏过去为获得正确的带宽和相位裕度所做的所有努力。 这一点很重要：光耦在这里扮演了叛徒的角色！ 在补偿供应时，绝对必须考虑其杆位及其自然 CTR 变化。 如果有选择，请确保光耦合器中有足够的电流流过，以便将此极点降低到更高的频率。 例如，我们使用 SFH615A-1 并改变上拉电阻，同时测量极点位置：
在某些情况下，减小上拉电阻可能会导致更高的待机功耗（来自 Vcc 的更高偏置电流），因此必须找到一些折衷方案。 另一方面，如果你想要大带宽，你需要有一个低集电极（或发射极）电阻。
三、计算极点
为了简化补偿技术，一个想法包括在第一次交流扫描期间将极点包括在开环增益中。 也就是说，与其最后检查极点的影响，不如将其放入开环增益传递函数中，然后对其应用补偿技术。 图6显示了一个反激式转换器，我们将上面的光电耦合器极点与扫描路径（子电路 X5）串联。 这是一个简单的拉普拉斯方程，但等效的 RC 滤波器可以完成相同的工作。
图6 极点现在与扫描路径串联出现。
k 因子说明了在流行的电流模式控制器（例如 UC384X 或 NCP1200 系列）中发生的内部除以 3。 此应用描绘了一个经典的笔记本适配器 19 V/3A。扫描后，包含光耦合器极点的波特图出现在图7中。
图7 完整的交流响应，包括光耦合器极点。
从图 3 中，通过电压偏置点观察 RLED 和 Rpullup 中的电流为我们提供了模型在这个特定偏置点的 CTR：CTR=2。当然，从制造商数据表中知道真实的 CTR，您可以使用 这个数字代替补偿计算。 给定一阶响应，我们将选择类型 2 放大器并将 k 因子技术应用于图 7。 当我们在 CCM 中操作转换器时，反激式转换器表现出 RHPZ。 该 RHPZ 的最坏情况，即它在低频部分折回的深度，发生在最小输入电压、最大占空比和最高输出电流时。 根据此 RHPZ 位置，我们将被迫采用位于其最低位置 30% 的交叉点。 降压-升压或反激式转换器的 RHPZ 位置如下：
对于反激式，Lsec 代表次级电感和负载 Rload。 它也可能是初级电感，但 Rload 则需要反映在初级电感上。 让我们使用次级电感计算，其中 Lp 是初级（磁化）电感：
从方程，我们可以计算各种 RHPZ 位置。 仿真为我们提供了以下任意 50 V 输入跨度的占空比变化：
在 6 Ω最大负载下，RHPZ 在：
从最小值，我们可以看到它的 30% 给出了 5 kHz 的理论最大可用带宽。 超过这个值可能会产生振荡。 我们的目标是 4 kHz，包括一些安全裕度。 使用方程 有助于计算 70 相位裕度和 0 dB 补偿为 11.3 dB 的所有补偿元件。补偿计算在以下频率处放置一个极点和一个零点：
一旦将这些值传递给它们对应的组件，就可以在 Verr（光耦合器集电极）上执行最终的交流扫描，以查看补偿后获得的带宽。在这种情况下，请确保从路径中移除光耦合器极点。图8描绘了结果。我们可以观察到 3.8 kHz 交叉点和 71 相位裕度。增益裕度约为 10 dB，可以通过略微增加斜坡补偿水平（在本例中为 50% 的斜率，24 kV/s）或降低带宽来改善。由于 RLED 具有相当高的值，因此检查前几行中突出显示的所有偏置条件是否有足够的电流在电路中循环非常重要。最后将执行瞬态步骤以验证转换器的稳定性。由于自动补偿计算，很容易改变相位裕度并查看瞬态响应如何移动。图9描绘了应用原理图，其中 3 V 齐纳二极管钳位最大电流偏移，与 UC384X 或 NCP1200 完全一样。输出在 1 us 内从 1 A 步进到 4 A。具有三个不同相位裕度的不同负载响应如图9 所示。
图8 最后的交流扫描在人工极点移除之后进行。
图9阶跃负载很好地表明了补偿网络所获得的稳定性。
图10改变相位裕度会导致不同的恢复时间。
现在我们解决该技术的实际问题：
1、LED 电阻器在这里起着重要作用，因为它设置了中频增益。 很少有人真正关注它，但如果你想认真对待环路补偿，那么你就不能忽视它的作用。 上面的示例说明 RLED 的值为 11.3 k。 超过 19 V，它让 LED 电流增加到 (19-1-2.5)/11.3k =1.4 mA。 现在需要检查该电流乘以光耦合器 CTR 后是否允许完整的反馈电平摆动。 否则，您可能需要选择更高点击率的设备，例如 SFH615A–3 或 4（100/200% 或 160/320%）。 在 TL431 中强制超过 1 mA 的外部偏置在这里显然是强制性的。 一种可能的选择在于通过从反馈引脚添加另一个电阻到参考电平（如果可用）或添加到 Vcc 引脚来从外部减少上拉电阻。 在上面的例子中，将 Rpullup 减少到 8 k（例如，使用 NCP1200）得到 4.51 k 的 RLED，当然其余组件也被更新。
2、讨论由 k 因子或任何其他技术施加的极点位置很重要。 由于放置该极点的电容器与内部等效光耦合器电容器并联，因此除了噪声过滤之外，它有时几乎没有影响。 例如，上述值建议与 6.8 nF 等效极点并联接线的 Cpole 值为 310 pF。 带或不带 Cpole 的交流扫描环路增益显示没有区别，这是正常的。 然而，如果从反馈引脚到光电耦合器的铜线很长，一个 330 pF 的小电容器非常靠近引脚和控制器接地之间的集成电路，不会对抗扰度造成任何损害。
3、如果 Fsw/2 处的双极点看起来过于尖峰，则次谐波振荡会影响增益裕度。 可以注入更多斜坡，但有将电流模式转换为电压模式的风险，或者更早地降低增益。