Part 01 前言
在MOSFET驱动电路中，经常会遇到使用集成双极晶体管BJT作为栅极驱动器的情况。这种设计在PWM控制或电机驱动中非常常见，尤其是在需要快速开关和高效率时。下面是一个典型的带有BJT的栅极驱动电路，上一篇文章讲解了VDRV电源处去耦电容的选型计算，今天，我就结合这个电路，聊聊如何设计栅极驱动电路。
Part 02 BJT栅极驱动电路的工作原理
NPN晶体管确实只能在一个方向上处理电流，具体来说：当基极驱动为高时，集电极到发射极导通，可以“拉电流”，把MOSFET栅极拉高。但一旦栅极电容充电完成，电流不再流动，上管NPN就没法“灌电流”了。反过来，基极驱动为高时，下管NPN导通，可以“灌电流”把栅极拉低，但没法拉高。
这单向性决定了高侧NPN负责上拉，快速充电栅极电容，让MOSFET导通。低侧NPN负责下拉，快速放电栅极电容，让MOSFET截止。这样才能实现双向控制，满足MOSFET快速开关的需求。如果只用单NPN比如只拉不灌，开关速度会严重失衡，上升沿快，下降沿慢，影响效率。
MOSFET开关时，源极电感和输入电容之间会形成振荡。这是因为MOSFET源极到地之间的走线或引脚有寄生电感，开关时电流变化快（di/dt大），电感上产生反向电压。栅极电容放电时，电流通过RGATE和寄生电感，形成LC振荡回路。
振荡频率f ≈ 1/(2π√(Lsource × Cgs))
Lsource和Cgs值虽小，但di/dt够大，振荡就出来了。
振铃可能让栅源电压（Vgs）超出MOSFET耐压，比如±20V，烧毁器件，并且振荡信号耦合到控制IC，影响PWM精度。开关损耗增加，系统发热。
Part 03 电路设计核心要点
为了给反向电流找条路，电路中通过增加低正向压降的肖特基二极管。这种二极管正向压降低约0.3V-0.5V，比普通二极管0.7V快，能快速提供回流路径，所以二极管的位置需要紧贴驱动器输出引脚和去耦电容，减少寄生电感。这样当振荡产生反向电压时，二极管导通，把能量导回VCC或GND，抑制振荡。
缺点就是这俩二极管只保护驱动器，肖特基二极管只能防止驱动器输出端过压，保护IC不被烧毁。但它不直接钳位MOSFET的栅源电压（Vgs），无法有效阻止Vgs振铃到危险值。如果控制IC离MOSFET栅源端子远，走线电感会加剧振荡，肖特基二极管效果有限。
所以需要注意的是肖特基二极管接在驱动器输出和VCC/GND之间，钳位的是驱动器电压，不是MOSFET的Vgs。真正的Vgs振铃需要用齐纳二极管跨接在栅源之间，钳位到安全值，比如15V，比如下图：
Part 04 总结
1.高侧NPN+低侧NPN的推挽输出，上下拉对称，减少单向电流导致的振荡。
2.RGATE值要折中：太小振荡严重，太大开关慢。10-20Ω是常见值。可以用示波器看Vgs波形，振铃超10%就调RGATE。
3.在MOSFET栅源间并联一个12V或15V齐纳二极管，限制Vgs振铃。注意齐纳二极管反向漏电流要考虑，选低漏型。
4.IC到MOSFET的走线越短越好，寄生电感Lsource降下来。10cm走线电感约50nH，缩短到2cm，电感降到10nH，振荡频率翻倍，能量减小。