采用UCC3809初级侧控制器的隔离型50W反激式转换器

反激式拓扑结构

可供选择标准功率转换器拓扑结构有很多种，他们各有其优点和缺点。比如低功率、简单性、隔离度、输入和输出文波电流以及低成本等因素做了谨慎的思考后。选择啦反激结构。

下面上图.

反激拓扑结构图！

控制方法

电压模式控制已经被电流模式控制所超越。这是因为电流模式控制能够对线路输入电压变化立即做出响应，并为开关器件提供啦过流保护。传统的峰值电流模式控制将进过放大的输出电压误差与初级电感器电流信号进行比较。把UCC3809脉冲调制器（PWM）用作控制器，经放大的输出电压误差与初级电感器电流的斜率坡相加，并与一个1V门限进行比较。内部电流控制环路包含一个小的电流检测电阻器，用于检测初级电感器的电流，该电阻器将此电流波形变换为一个电压信号并直接送至初级测PWM比较器中。内部环路用于确定针对输入电压变化的响应。外部电压控制环路负责将输出电压的一部分与一个位于次级侧误差放大器输入端上的基准电压进行比较。这个经过分压的输出电压用于驱动UC3965中的误差放大器的反相输入，然后驱动一个内部反相输出缓冲器。由此产生的输出接着驱动一个光耦器。

光耦输出也被直接反馈到初级侧PWM比较器。当输出电压上升到高于期望电平时，继续驱动光耦。从而迫使PWM比较器关断至开关元器件的栅极驱动电压。该外部环路确定啦对于负载变化的响应。峰值电流模式控制所需要的补偿比较简单。并拥有逐个脉冲电流限制功能和更好的负载电流调节性能、、，由于次级电流已经相当大，英雌选择连续导通模式（CCM）。不连续模式的初级和次级RMS电流有可能高达CCM的2被。不连续导通模式将需要采用一个比较高额定电流的晶体管。由于输出纹波电流比采用不连续导通模式时要小，因此输出电容器比较小。

最大占空比和匝数比

既然决定啦拓扑结构（反激式）和控制方法（峰值电流模式控制）下一个要做的就是决定最大占空比DMAX应该取多少？占空比是Q1（拓扑结构图）的接通时间与总周期之比，即：D=TON/T。在CCM反激式转换器中，最大占空比将决定变压器的匝数比，并且影响到开关元器件上所承受的最大电压应力。对于本设计而言，选择的是45%的最大占空比。如果对加以限制，那么可供选择的控制器IC就要多些，因为目前市面上得许多同类IC都有百分之50的最大占空比限值。

 CCM反激转换器的DC转移函数为：

式中，VO等于输出电压（5V)

           VD=整流器D1两端的正向压降，假设为0.8V

           VIN=32v至72V        VIN(min)=32V

           Vrds(on) =MOSFETQ1两端的导通压降，等于RDS(ON)*I(PRIMARY)假设为1V

           N=匝数比，等于NP/NS

           NS=变压器次级匝数

           NP=变压器的初级匝数

           D=占空比

开关频率

人们倾向于采用尽可能高德开关频率，因为这样一来磁芯元件和滤波器将会比较小。很不辛德是，这一判断并不是那么得清晰明确。磁芯损耗，栅极电荷电流和开关损耗将随着开关频率的提高而增加，峰值电流则随着开关频率的下降而增大，必须在元件的尺寸，电流水平和可接受的损耗之间寻求某一折中值，另外与其他系统的同步和兼容性也科恩那个是决定性的因素。对于本设计来说，选择的时一个70KHZ的固定频率（FSW）。在DMAX=48%,TON(MAX)变为6.9US

继续

变压器设计

反激变换器中的变压器实际上市具有多个绕组的耦合电感器，变压器提供耦合和隔离。而电感则是提供能量存储，存储电感器空气隙中的能量等于：

E=LP*(IPEAK)^2/2

式中，E的单位为焦耳，LP为初级电感量（单位为亨利）而IPEAK为峰值初级电流（单位为：安培）当开关导通时，由于变压器的点配原因，D1被施加了反向偏置。在次级绕组中没有电流，初级绕组中的电流以一个由上式给书的斜率持续上升

式中的VIN(min) 和 VRds(on)是事先确定的，而△T在VIN（min)的条件下等于Ton(max)此时，输出电容COUT负责提供所有的负载电流，由于转换器工作在连续导通模式，因此△IL 是电感器电流的变化，在发生变化时变现为一个正斜率斜坡。当初级接通时，由于仍有电流一流在次级绕组中，因此存在阶跃。当开关关断时，电流流过次级绕组和D1（在发生变化时变现为一个负斜率斜坡）从而对COUT进行在充电并直接向负载提供应电流。

根据上式，如果已知一个可接受的电流纹波△IL，则可计算踧踖电感，对于本设计△IL被设定为峰值初级电流的1/2。对于CCM反激设计，峰值初级电流根据下式来计算：

用1/2（IPEAK）替代△IL，用10A替换IOUT(MAX)用0.48替代DMAX，并用5来替换N，可以计算出峰值初级电流为5.16A  △IL为2.58A，阶跃波形上得斜坡的平方根（RMS)电流由

 来计算！

 利用3式计算而得的LP约为80UH。考虑到成本因素和70KHZ的开关频率，磁芯材料选择啦PHILIPS提供的锰锌铁体3C85。由于仅在B-H平面的一个象限中驱动电感器（称为反激式变压器）故而在反激设计中需要一个较大的磁芯。因为该转换器以一个相对较低的频率工作于连续导通模式，所以最大峰值磁通密度BMAX受限于饱和磁通密度BSAT在全面考虑各种因素的情况下，由下式来准确的计算出最小磁芯尺寸：

式中AP+磁芯面积乘积（单位：CM4）

K=绕组因数，对于连续模式反激结构等于0.2

Bmax≈Bsat，即0.33特斯拉（对于3C85材料，在100℃时）

 最小初级匝数由下式决定：

根据计算结果以及预订的匝数比，即可确定次级匝数，当匝数比为5而NP等于20时，NS的计算值为4.

存储于反激变压器中的能量实际上存储在磁芯的空气隙中。这是因为铁氧体材料的高磁导率注定了它没能存储大量的能量就发生饱和了，通过增加气隙，实际上将使磁性材料的磁滞曲线倾斜，从而需要高很多的磁场强度来使磁芯饱和，气隙的尺寸采用下式来计算：

 上式中，气隙是以厘米为单位，UO磁导率（等于4∏*10^-7H/M）,UR是填气隙材料的相对磁导率（在本设计中，填隙材料是空气，故UR等于1）,该气隙的此存的计算值为0.043CM并且均匀的分布在EFD30磁芯的中心柱和两个侧柱之间。

初级绕组的两股并联的21AWG磁导线，第一层靠近磁芯卷绕，第二层则缠绕在次级绕组之上。次级绕组由4股并联的18AWG磁导线组成，并填充一层以实现最大耦合。

当采用80μH的初级电感和48%的最大占空比时，意味着转
换器将不会在整个工作范围内都处于连续模式控制，这是由
于 (9) 式所表示的关系所致。