参赛类型：开关电源
本帖介绍一种特定需求的开关电源
本开关电源适用于以下2种产品：
1. 多单元串联型高压变频器中，功率单元的辅助电源（高压取能电源）
2. 大功率并网光伏汇流箱辅助电源
主要技术指标：
1. 输入工作电压：DC200 — 1300V
2. 启动电压：DC300V
3. 输出：DC24V，20W
4. 工作环境温度：-25 — +
【设计大赛】高电压输入，小功率电源
全部回复(155)
正序查看
倒序查看
现在还没有回复呢，说说你的想法
MOS管好买吗？本设计始于十年之前，最初是用于多单元串联型高压变频器中功率单元的辅助电源，十年来已被多家制造高压变频器的公司抄袭，最近，听说连“台达”也在抄袭。因此，为支持电源网的大赛，特此公开发布。
本设计已经历了10年的应用考验，可靠性极好。
该电源的第一版设计，输出功率30W。后发现高压变频器中功率单元的辅助电源只需要10W就够用了。三年前，又要设计光伏汇流箱辅助电源，额定功率20W（实际使用大约只有10W），因此，设计了第二版，高压变频器和光伏通用版，也就是现在公开的设计，比第一版大大的缩小了体积，PCB上的绝缘距离小了，所以，这一版是需要灌封的。
本设计单看原理拓扑似乎无任何新意，是一个最经典最普通的单端反激电路。是的，本设计的关键不在原理拓扑，而在器件的选用，工作模式（DCM）的选择，关键参数的设计及变压器工艺设计。下面会对这些问题一一讲解。
0
回复
提示
@世界真奇妙
本设计始于十年之前，最初是用于多单元串联型高压变频器中功率单元的辅助电源，十年来已被多家制造高压变频器的公司抄袭，最近，听说连“台达”也在抄袭。因此，为支持电源网的大赛，特此公开发布。本设计已经历了10年的应用考验，可靠性极好。该电源的第一版设计，输出功率30W。后发现高压变频器中功率单元的辅助电源只需要10W就够用了。三年前，又要设计光伏汇流箱辅助电源，额定功率20W（实际使用大约只有10W），因此，设计了第二版，高压变频器和光伏通用版，也就是现在公开的设计，比第一版大大的缩小了体积，PCB上的绝缘距离小了，所以，这一版是需要灌封的。 本设计单看原理拓扑似乎无任何新意，是一个最经典最普通的单端反激电路。是的，本设计的关键不在原理拓扑，而在器件的选用，工作模式（DCM）的选择，关键参数的设计及变压器工艺设计。下面会对这些问题一一讲解。
关注一下变压器怎么设计的。波形怎么看？示波器能看不？
0
回复
提示
首先说说器件的选用
该电源设计的首要问题是选择耐压足够高的主功率管，IXYS的IXBH5N160G（5.7A，1600V）是BIMOSFET类器件，这类器件的特点是高耐压，开关速度在MOSFET和IGBT之间。实测其耐压均高于1900V，有较大额外的耐压余量。一般MOSFET额外的耐压余量都很小。这是我们在选择器件时必须注意的问题。由于IXBH5N160G有300V以上额外的耐压余量，因此在设计电源时，其额定耐压1600V可以满打满算使用。
其次，该电源在光伏中应用时，要求供电电压低于250V时不能启动，启动电压要在300V左右。为了减小高电压供电时启动电阻的功耗，选择了低启动电流的SG3842G，在启动电阻回路里串联了一只TVS（P6KE250A），使电源供电低于250V时不能启动。
IXBH5N160G是德国IXYS公司的产品，由于国内在高压变频器中大量使用，代理商备有现货。容易采购。
0
回复
提示
@世界真奇妙
首先说说器件的选用该电源设计的首要问题是选择耐压足够高的主功率管，IXYS的IXBH5N160G（5.7A，1600V）是BIMOSFET类器件，这类器件的特点是高耐压，开关速度在MOSFET和IGBT之间。实测其耐压均高于1900V，有较大额外的耐压余量。一般MOSFET额外的耐压余量都很小。这是我们在选择器件时必须注意的问题。由于IXBH5N160G有300V以上额外的耐压余量，因此在设计电源时，其额定耐压1600V可以满打满算使用。其次，该电源在光伏中应用时，要求供电电压低于250V时不能启动，启动电压要在300V左右。为了减小高电压供电时启动电阻的功耗，选择了低启动电流的SG3842G，在启动电阻回路里串联了一只TVS（P6KE250A），使电源供电低于250V时不能启动。[图片]IXB_5N160G IXBH5N160G是德国IXYS公司的产品，由于国内在高压变频器中大量使用，代理商备有现货。容易采购。
如果功率拓展到100W，有没有可靠方案
0
回复
提示
既然电路是普通的单端反激电路，也就不好说别人抄袭。该电路的优点是线路简单（相比双管反激），可靠性当然也就不会差。由于功率小，所以效率低些也不太在意。没有必要一定用复杂的双管反激的拓扑，这是设计者在均衡各方面因素后的选择。楼主可能是第一个这样选择的。但是，别的工程师作出同样的选择，也是合情合理的。至于器件的选用称其为一种专利未免有些牵强，我们经常会看到别人用什么管子而也选用同样的器件。多人用的器件，价钱和供货都会相对较好。工作模式的选择，也是常识性的东西。10-20W的小功率高压输入的电源，相信很多人都得会选择 DCM模式。这也谈不上什么抄袭 ~
0
回复
提示
@mko145
既然电路是普通的单端反激电路，也就不好说别人抄袭。该电路的优点是线路简单（相比双管反激），可靠性当然也就不会差。由于功率小，所以效率低些也不太在意。没有必要一定用复杂的双管反激的拓扑，这是设计者在均衡各方面因素后的选择。楼主可能是第一个这样选择的。但是，别的工程师作出同样的选择，也是合情合理的。至于器件的选用称其为一种专利未免有些牵强，我们经常会看到别人用什么管子而也选用同样的器件。多人用的器件，价钱和供货都会相对较好。工作模式的选择，也是常识性的东西。10-20W的小功率高压输入的电源，相信很多人都得会选择DCM模式。这也谈不上什么抄袭~
“至于器件的选用称其为一种专利未免有些牵强”
本人从来没有说过器件的选用是一种专利，营长不要强加于人。
我的一个朋友看到，台达的PCB板的布局和我第一版的完全一模一样，难道不是抄袭吗？
0
回复
提示
@mko145
既然电路是普通的单端反激电路，也就不好说别人抄袭。该电路的优点是线路简单（相比双管反激），可靠性当然也就不会差。由于功率小，所以效率低些也不太在意。没有必要一定用复杂的双管反激的拓扑，这是设计者在均衡各方面因素后的选择。楼主可能是第一个这样选择的。但是，别的工程师作出同样的选择，也是合情合理的。至于器件的选用称其为一种专利未免有些牵强，我们经常会看到别人用什么管子而也选用同样的器件。多人用的器件，价钱和供货都会相对较好。工作模式的选择，也是常识性的东西。10-20W的小功率高压输入的电源，相信很多人都得会选择DCM模式。这也谈不上什么抄袭~
看起来mko145习惯于抄袭
0
回复
提示
主功率管耐压1600V，供电电压最高1300V，只有300V的差额。初步考虑
主功率管反压≤1300V+120V（反射电压）+80V（电压尖峰）
设计主要参数如下：
变压器：EFD25磁芯，卧式10针骨架，初级180T，电感量5毫亨，次级40T。三明治绕法。
工作频率：约30K，周期33微秒
IXBH5N160G发射极电流取样电阻1.8欧姆，峰值电流0.56A
反射电压计算：
次级V/T（每匝电压） =（24V（输出电压）+1V（D7压降））/40T = 0.625V/T
反射电压 = 0.625V *180 = 112.5V
输出整流二极管最高反向电压 =（1300V/180T）*40T+24V = 313V
考虑电压尖峰，实际反向电压约450—500V，应该选用耐压大于500V的二极管，实际选用MUR460（4A，600V）
做过CCM工作模式PFC的人都知道，BOOST升压的超快二极管发热很严重，主要是二极管的反向恢复时间引起的。而工作在DCM临界模式的PFC，BOOST升压的超快二极管，基本无反向恢复时间引起的发热问题，输出功率≤400W时，可使用不加散热器的MUR460。
因此本电源的设计，输出整流管应工作在DCM模式。
当输入电压很低时，将进入CCM工作模式，此时输出整流管承受的反向电压也大大降低，二极管因反向恢复时间的发热也会大大降低，因此可以工作在CCM模式。
设供电电压400V，二极管承受的反向电压=（400/180）*40+24=113V，可以作为DCM与CCM工作模式的临界点。
下面根据这一设计思路计算一下工作模式
变压器储能（主功率管导通）时间=0.56A/（400V/5000微亨）=7微秒
变压器初级每匝电压=400V/180T=2.222V/T
变压器释放储能（整流二极管导通）时，变压器次级每匝电压=（24+1V）/40T=0.625V/T
根据伏秒平衡原理，变压器释放储能时间=7微秒*（2.22/0.625）=24.9微秒
一个工作周期时间=7+24.9=31.9微秒＜33微秒。满足作为DCM与CCM工作模式的临界点要求。
0
回复
提示
@世界真奇妙
主功率管耐压1600V，供电电压最高1300V，只有300V的差额。初步考虑主功率管反压≤1300V+120V（反射电压）+80V（电压尖峰）设计主要参数如下：变压器：EFD25磁芯，卧式10针骨架，初级180T，电感量5毫亨，次级40T。三明治绕法。工作频率：约30K，周期33微秒IXBH5N160G发射极电流取样电阻1.8欧姆，峰值电流0.56A 反射电压计算：次级V/T（每匝电压）=（24V（输出电压）+1V（D7压降））/40T=0.625V/T反射电压=0.625V*180=112.5V 输出整流二极管最高反向电压=（1300V/180T）*40T+24V=313V考虑电压尖峰，实际反向电压约450—500V，应该选用耐压大于500V的二极管，实际选用MUR460（4A，600V） 做过CCM工作模式PFC的人都知道，BOOST升压的超快二极管发热很严重，主要是二极管的反向恢复时间引起的。而工作在DCM临界模式的PFC，BOOST升压的超快二极管，基本无反向恢复时间引起的发热问题，输出功率≤400W时，可使用不加散热器的MUR460。因此本电源的设计，输出整流管应工作在DCM模式。当输入电压很低时，将进入CCM工作模式，此时输出整流管承受的反向电压也大大降低，二极管因反向恢复时间的发热也会大大降低，因此可以工作在CCM模式。设供电电压400V，二极管承受的反向电压=（400/180）*40+24=113V，可以作为DCM与CCM工作模式的临界点。 下面根据这一设计思路计算一下工作模式变压器储能（主功率管导通）时间=0.56A/（400V/5000微亨）=7微秒变压器初级每匝电压=400V/180T=2.222V/T变压器释放储能（整流二极管导通）时，变压器次级每匝电压=（24+1V）/40T=0.625V/T根据伏秒平衡原理，变压器释放储能时间=7微秒*（2.22/0.625）=24.9微秒一个工作周期时间=7+24.9=31.9微秒＜33微秒。满足作为DCM与CCM工作模式的临界点要求。
看上去没有什么新意，都是采用很常用的器件和方案，但真要把他做好还真不容易。主要是在输入到1000V 以上时的初级PCB布线安规问题 变压器的耐压 以及做好后的测试问题。楼主详细讲解这些问题是如何解决的
0
回复
提示
