我用附件中的公式计算出来的电感量与实际相差很大,帮忙看看问题现在哪儿?
开关变压器电感量计算出现的问题
1、匝比N取最小值14,不是取中间值24;
2、按照最小输入电压,最大输出功率(Pomax)的条件计算。
(1)Po=1/3Pomax时,变换器工作在BCM,计算出的电感值为8.78mH
(2)Po=Pomax时,变换器工作在BCM,计算出的电感值为2.926mH。
工作在BCM时计算过程反激电源BCM模式下高频变压器计算
用软件拟合输入最低直流电压86V、并设置好相关数值,计算的电感为2.641mH,不知软件是如何计算的。
另一软件计算的结果为3.24mH
用此帖的软件(IR公司为IRIS40XX设计的变压器辅助设计软件)计算。
http://bbs.dianyuan.com/topic/6797
计算的电感值为2.945mH,与前面的2.926mH一致。
由于计算效率方法的不同,图中Po=(5+0.5)V*0.75A= 4.125W
即前面的计算无误,前面2个软件计算有问题。
你好!
其实我拿来计算的这个例子是我们公司生产的一款充电器(也是属于反激式开关电源),今天我把变压器的参数测量了一下,并进行了解剖,其具体如下:
一次绕组电感量为1.66MH,匝数为112T,线径为0.15MM
二次绕组电感量为10UH,匝数为8T,线径为0.29MM;
反馈绕组电感量为42UH,匝数为17T,线径为0.2MM;
通过以上参数可以算出匝比为14。再结合您上表所计算的数据,有下式成立:
1.66MH :112T = 2.93MH : 198T
这说明了在实际做变压器时在理论计算的基础上减少了一次绕组的匝数(由198T减少到112T),这样虽然减小了变压器的体积,但是增加了一次绕组的工作电流,那么一次铜损及开关管的导通损耗相应也增大了,效率也就相应降低了。不知,我这样分析对不对?
所以我觉得您这种计算方法以及之前的计算方法是对的。请把这个反激变压器的设计软件发给我一下,谢谢!!
这款充电器是他激式开关电源,用的是PWM控制IC(AP3700),开关管用的是13003.
我看到有的书介绍说,工作模式与输入电压大小和负载大小有关:在最小工作电压下,负载为轻时工作在DCM;负载为重(如满载)时工作在CCM。
老师您在前面提供的计算方法就是在最小输入电压和满载的情况下来计算一次平均电流和一次峰值电流的,按理说,在最小输入电压下和满载时,电路应该工作在CCM模式下的,可您在上面注明说是BCM状态下,这是不是笔误呢?
另外一个问题是:是不是全部的他激式反激开关电源变压器都是在最小输入电压和满载的情况下来计算的?
您好!
我在原来计算的基础上进行了变压器磁芯选择的计算、绕组匝数的计算以及磁芯最大磁通密度的计算,请老师帮看看有什么问题,并解释一下红色文字部分所提出的疑问。谢谢!!
请看附件!开关电源高频变压器计算方法2
如果不是你提供的测量数据有问题,就是原电源设计有问题。1.66mH的初级电感,60KHZ工作频率,正常工作电压300V满载(4.7W)时,占空比只有0.102,那么轻载时会更低。
Pin=4.7W=0.5*L*Ip*Ip*f=0.5*1.66m*Ip*Ip*60K
Ip= 0.30721A
Vin=L*Ip/ton
300V=1.66m*0.30721/ton
ton=1.7uS
占空比D=1.7/16.667=0.102
占空比为D=0.4724时。
ton=T*D=16.667us*0.4724=7.87uS
300V=1.66m*Ip/7.87uS
Ip=1.422A
Pin=0.5L*Ip*Ip*f=0.5*1.66m*1.422*1.422*60k=100.7W
最大占空比应该是在最小输入电压时才会出现的,当输入直流电压为300V时,输入交流电压是220V,这时的占空比怎么会是最大值0.47呢?所以我觉得在300V时用最大占空比来计算Pin是不对的。
我认为还是你说的对,应该把工作电流和电压波形图测出来,那样讨论起来更有说服力。