前言
大家好，我是砖一谈芯。
我非常荣幸参加本次电源网和得捷电子举办的2025 Digikey杯，经过本次赛事，我学到了很多知识并收获许多宝贵的经验，让我对开关电源设计更进一步熟悉，非常感谢平台提供的资源，让我有机会实现自我提升和成长。
接下来我会分别从器件选型与计算，调试与测试，以及遇到的问题点进行分享，如有不足的地方，欢迎各位老师们批评指正！
本期主要讲解设计阶段的器件选型与计算，PCB Layout，高频变压器的计算与绕制，Scheme-it在线设计工具设计功能框图。
一、系统应用需求
输入电压：Vin=120V，输入功率Pin=10W
输出电压：Vo=25V，输出电流：Io=0.28A
输出功率：Po=7W，效率：η=85%
开关频率：Fsw=60KHz
Pf＞0.9，THD＜20%
电源调整率、负载调整率：±3%
输出直流纹波系数：＜30%
启动时间：＜500mS
保护：开路保护、空载保护、过载保护、短路保护、过热保护
二、器件选型与计算
2.1 主回路设计参数选型与计算
1、输入保护电路
1.1 保险丝
保险丝选型主要参数：输入电压、输入电流有效值、慢熔断、一次性
（1）电流
Pin：额定输入功率，乘以1.5电源的过功率点；
Vmin是输入电压浮动20%的最小值，LED驱动属于高PF产品，PF取0.95；
代入计算可得
Pin=10W，带PF校正取0.95
可以得到Irms=0.146A，留有3倍余量，所以可选1.25A。
（2）电压
计算整流后的电压120V*1.414=170V，选250VAC。
（3）快断还是慢断？
电源中通常选择慢断，快断不能满足雷击浪涌需求。
（4）一次性还是自恢复？
选择一次性的，如果选择自恢复，一旦保险丝熔断代表电源出现大电流故障了，如果电源没有修好的情况下，一段时间又恢复了，市电又重新加进来，会对电源造成二次伤害，所以不能选自恢复。
（5）融化能量I^2t
I^2t，是指引起保险丝融化的能量。
从这个参数看到，时间越短，允许的电流就越大。
我们一般用浪涌电流去评估I^2T，I指的是浪涌电流，T指的是浪涌电流10%~10%的间隔时间。
综上所述，保险丝可以选择1.25A 250V
1.2 压敏电阻
压敏电阻选型主要参数：输入电压选择压敏电压，雷击浪涌等级选择浪涌电流
（1）输入电压
动作电压要大于整流后电压，输入120V*1.1=132V。
通过计算考虑整流电压，电压波动系数，降额80%，可以选择动作电压300V，型号7D301
（2）雷击浪涌
对于美规的产品测试振铃波，基本要求2.5V 60s 30Ω，加严3KV 30s 30Ω
从规格书可以看出浪涌电流1200A，所以7D301可以满足需求。
2、EMI滤波电路和输入整流滤波电路
2.1 EMI滤波电路
2.1.1 共模电感
共模电感，消除共模干扰。
主要是看EMI实测，先暂定一个位置，UU9.8。
共模电感一般会加两颗电阻，泄放MOS管关断后电感由于电流不能突变而产生的感应电压，防止损害后级电路，暂时选择5.1K 1206。
2.2 输入整流滤波电路
2.2.1 整流桥
UBR≥1.25*√2Umax，其中UBR：反向击穿电压，Umax：交流输入电压最大值
UBR≥1.25*√2*220=311V
一般工程上最大反向耐压用到1/3，所以选择耐压1000V的MB10F。
2.2.2 π型滤波
π型滤波由两个输入电容和工字电感构成。
一级电容防止前面电源线的干扰，二级电容防止后面开关管的噪声。
（1）母线电容
母线电容选型主要考虑容值，耐压，纹波电压。
（1.1）母线电容容值
电容一般选nf级，一般是薄膜电容较多；
一级电容47nF，二级电容220nF
根据EMI进行调整。
（1.2）母线电容耐压
耐压值根据输入整流电压120*1.414=170V
留有2~3倍余量，一级电容、二级电容选择630V，电容承受的耐压来自MOS管，耐压比较大，容易氧化，由于薄膜电容的寿命和耐压关系是7次方，所以耐压要选大的，满足长期寿命需求。
（1.3）脚距
由于设计之初，选型考虑不充分，脚距选长了：10mm，PBC封装是5mm，导致这款电容与变压器干涉，这确实是欠缺考虑的地方，再次选型后，我选择脚距5mm的薄膜电容。下图是两个的差距，非常明显，大家选型的时候要看清楚，是否有干涉才能选型。
（2）工字电感
如果需要滤除更多的纹波，需要加一颗电感，构成π型滤波电路。
暂定1mH工字电感，根据EMI实测评估。
（3）工字电感并联的电阻
电感并联的电阻有两个作用：
其一是由于MOS管断开后电感上会产生反向感生电压，加一个电阻为电感提供泄放感生电压回路；
其二是防止阻尼振荡。
暂定4.7K 0805电阻。
3、功率变换电路
3.1 MOS管的选型
3.1.1耐压
MOS管耐压=输入整流后电压+反射电压+漏感尖峰电压
120*1.1*1.414+70V+50V=306.8V
留有2倍余量，可选700V
另外，MOS管相关的电路中注意点如下：
（1）G极加10R限流电阻，限制MOS管开关速度，减少EMI；
（2）DS之间加1206 100nF MLCC，减少EMI；
（3）G极下拉100K电阻，防止误导通；
3.1.2 通流能力
主要是变压器原边的峰值电流。
近似取Ipeak=1A，2-3倍余量，可选3-4A，Tc壳温100℃下，宣称12.5A@Tc=25℃，实际7.5A@Tc=100℃，满足需求。
3.1.3 发热量
开关管的开关损耗+导通损耗，开关损耗占比较大。
导通损耗评估：
P=Ipk^2*Rdson=1*0.36=0.36W，T=25℃+P*Rja=25℃+0.36W*62℃/W=47.32℃，
开关损耗很难评估，按照2倍导通损耗计算，0.36W*62℃/W*2=44.64℃
所以总温度：47.32+44.64=91.96℃
限值120℃，满足需求。所以选择MOS管： IPD70R360P7S
3.2 CS电阻的计算和选型
3.2.1 采样过程
结合AL1692芯片内部框图分析
CS脚直接接到MOS管的S极，通过采样S极的电压和IC内部的基准源进行误差放大，控制MOS管的导通时间，进而控制输出电流大小，电阻越小，输出电流越大。
理论上，需要三档功率设置，需要一个低档作为基准，另外两档通过采样下拉分压电阻的电压值后进行误差放大。
3.2.2 CS电阻计算
根据规格书可知，CS电阻计算公式如下
需要注意的是此次我们选择的是反激拓扑，这个公式是Buck-Boost拓扑计算的，需要乘以匝比n。
Io_MEAN是输出电流平均值；VREF是IC内部CS引脚的基准电压，典型值是0.4V；R5是电流检测电阻。
考虑到理论计算和实际有偏差，加系数K平衡，K取5%，即K=1.05。
所以我们能够得到一个最终公式计算我们的CS电阻大小Rcs。
那么我们只需要知道输出电流的平均值就能得到CS电阻R5大小，根据实际情况进行并联电阻配出我们所需要的阻值大小。
所以R19 R20可以取2Ω和3Ω，1206，实际情况待调试修改。
4、RCD吸收回路
4.1 二极管
4.1.1 二极管类型
要选用快恢复二极管，收集开关断开后变压器的漏感尖峰，这个二极管是防止前面母线电压损坏MOS管。
4.1.2 二极管耐压
截止住母线电压防止击穿MOS管，所以耐压要大于母线电压2倍。
132*1.41=186.12V
选用的300V贴片快恢复二极管
4.1.3 二极管封装
由于是吸收漏感尖峰能量，所以散热需要好一点，尽量选稍微大一点的封装，尽可能不要选择小的，像这个S0D-323，虽然参数性能都很优异，但是封装小了，不适合纯吸收回路。
4.1.4 二次选型
在考虑之后，我选择了RS1M，相比之下，反向恢复电压1KV，整流电流1A，封装更大SMA，对RCD吸收回路散热更友好。
4.2 电阻和电容
电阻选型：两个1206，200K；
电容选型：一个1206，1.5nF；
根据漏感能量能够被电容全部吸收评估
电容能量公式：1/2CV^2=电感能量公式1/2LI^2
由于电阻和电容关系到漏感的放电，多数情况下，先预留一个大概的电阻电容，根据实际Vds微调。
5、输出整流滤波电路
5.1 输出二极管
5.1.1 输出二极管耐压
输出二极管的耐压=输出电压+原边的反射电压+副边的漏感电压。
Vrrm=Vout+Vdcmax/N=25V+120V*1.414V/2=194V
考虑到漏感电压几十伏，余量留大一点，2倍，耐压400V
5.1.3 输出二极管通流能力
根据变压器的公式计算次级峰值电流，Is=1.755A
变压器次级的峰值电流就是二极管的通流，输出电流就是变压器次级的平均电流。
可以取1~2倍，额定电流3A，所以可以选择：400V 3A ES3GB
5.2 副边RC吸收尖峰电路
与整流二极管并联的RC吸收回路，主要作用是吸收二极管的漏感尖峰电压，根据实际二极管耐压Vd调试，暂定1206 22R和1206 100pF。
5.3 输出电解电容
输出电容考虑：耐压，电容容值，ESR
一般两颗大电解+一颗MLCC
影响纹波的因素：
（1）频率
（2）电容容值，容值越大，电容滤波能力越好；
（3）等效串联阻抗ESR。实际的电容具有ESR（等效串联阻抗）和ESL（等效串联电感）
简单方法，是放两个差不多小的电容放上去，测试一下纹波大小调节电容的大小。
5.3.1 耐压
耐压根据空载电压进行选择，恒流源不能空载，OVP电压设置32V，耐压选择50V
5.3.2 容值
根据输出纹波进行调试选择，这里暂定两个330uF电解电容。
加的一颗陶瓷电容MLCC，暂定0805，100nF
2.2 控制回路设计参数选型与计算
1、VCC供电电路
1.1 辅助绕组整流二极管
二极管主要作用是整流和截止绕组间的感应电压。
1.1.1 二极管类型
（1）由于变压器产生的都是交流脉冲信号电流，为IC进行稳定供电，所以需要整流；
（2）由于IC需要高频控制开关管，反向恢复时间要求短，几百ns，肖特基反向恢复时间快，如下。
1.1.2 二极管耐压和电流
二极管要截止住开关管关断后的反射电压，保护辅助绕组。
耐压选择大一点，辅助绕组22.5V，耐压40V满足需求。
所以可以选择SS54。
1.2 VCC限流电阻
该电阻主要作用有两个：
其一是防止LC阻尼振荡，变压器的漏感和MOS管寄生电容；
其二是限制电流尖峰。
暂定10R 1206
1.3 VCC启动电阻
两个1206 100K，不能太大，启动慢，太小功耗高。
个数要用两个1206，耐压200V，整流的交流输入电压170V，考虑到功率降额，用两个稳定一些。
1.4 VCC启动电容
10uF 50V电解电容，和启动时间有关。
0.5s启动时间满足要求。
不能太大，太大启动慢，太小，不能提供稳定输出电压。
关于启动电阻和启动电容选型和计算，见这篇文章：开关电源启动电阻和启动电容的选型
2、RT引脚设置最大导通时间
为了获得良好的调光兼容性和良好的调光深度，设备通过一个外部电阻Rr(R6)设置toN_MAX。
暂且取100K 1206。
3、FB引脚设置过压保护点
输出25V，设置1.2倍电压保护点，25V*1.2=30V
从辅助绕组取电分压和内部FB电压比较后判断是否过压。过压后，VCC电压放电到欠压保护后关闭。
根据电流串联处处相等得到公式。下拉电阻电压除以下拉电阻=总电压除以总电阻。
Vfb=4V，Vovp/n=30/2=15V，此时是辅助绕组最大钳位电压。
4V/（R下拉）=15V/（R上拉）
所以R下拉/R上拉=4/15=0.26的比例，配电阻的话，取上拉56K+51K 0805，下拉22K 0805
（51K+56K）/22K=0.21，满足比例要求。
4、COMP引脚设置高压补偿PF
高PF产品需要补偿PF电路，涉及到环路调试，可以参考Demo设计，加RC。
综上所述，画出原理图如下：
BOM表见下图。
三、PCB Layout
PCB的布局和布线对电源的影响很多，比如EMI的性能，温升，系统环路可靠性等。画板前要重点看一下数据手册，里面有一些PCB Layout的建议：
（1）最小化功率级环路面积。这样能获得更好的EMI性能，包括输入主回路（MOS管动点部分）、辅助绕组回路、输出主回路（二极管动点部分）和RCD吸收回路，主要是尽可能减小MOS管导通和关断时两个功率回路面积，减小开关结点的敷铜面积。
（2）单点接地。保持输入回路和控制电路的地分开，只在母线电容接地处连接，控制回路的地回到母线电容的地，输出回路的地通过Y电容回到母线电容的地；
（3）将控制电路的电容电阻尽可能靠近引脚。如VCC电容、RT电阻、FB电阻和COMP电容，确保Comp/RT/FB等检测元件远离高压或开关信号，这些元件影响IC的采样的准确性，放置在IC附近，可以有效去耦噪声；
（4）要散热良好。发热元件要分散一点，尽量不要放在一起，电解电容要远离发热元件，如变压器，需要铺铜的地方铺铜散热。如果做功率较大尺寸较小的应用时，在IC附近放置更大区域改善热性能，或者将IC放到PCB前端。
PCB Layout如下。
四、变压器设计
4.1 高频变压器的计算
Step1：初始化系统参数
Step2：MOS耐压和反射电压推算匝比，计算二极管耐压，占空比，最大导通时间确定匝比
Step3：计算变压器初次级感量和电流，AP法得到磁芯型号，计算匝数
一般选用AP法和输出功率选择。根据磁芯参数表选择EE1610
Step4：确定线径
4.2 高频变压器的绕制
根据这些要求，汇总到变压器参数需求表，如下表，根据此表可可以进行变压器的绕制。
变压器绕制工艺采用的是三明治绕法，这是一种常见的绕线方式，主要分为初级夹次级、次级夹初级两种，具有以下好处：
（1）减小漏感
原理：三明治绕法使初次级绕组紧密耦合，增加了初次级的有效耦合面积，从而减小了漏感。
优势：漏感的减小可以降低功率开关管的电压应力，减少开关管关断时因漏感产生的电压尖峰，对MOS管应力和EMI性能都有好处。
（2）降低铜损
原理：当输入为低压大电流时，将主绕组的一半绕在内侧，可有效减少这部分绕组的绕线长度。因为在相同电流下，导线长度越短，电阻越小，根据焦耳定律Q = I^2Rt，产生的热量也就越少，从而降低了铜损。
优势：铜损的降低有助于提高变压器的效率，同时也能降低变压器的温升。
五、Scheme-it设计功能框图
5.1 工具页面
通过得捷的官网（www.digikey.cn），按照路径：资源->工具->Scheme-it（如下图1），就可以进入在线设计页面（如图2）。
图1 路径
图2 Scheme-it 主页
主要分为主页和设计页面，非常简洁易懂。
主页分为三大块，示意图、图表、流程图。可以通过不同的图表从概念层面上实现产品设计之初的想法，更好的表达产品设计的意图，这里面内置了很多元器件，还有箭头、形状、网页链接，符号等元素，方便用户根据功能框图实现明确的目标，在定义产品，原理图评审阶段很好的理解产品的设计思路。
Public Projects：公共项目，使用者发布的开源项目；
My Projects：使用者创作的项目，就像一个自己建立的文件夹一样。
Design Starters：得捷官方提供的设计资源和参考示例，内容很丰富。
Circuit Fundamentals：基础电路设计，提供参考。
设计页面，左侧是元件目录，原理图符号，流程框图符号的汇总，用户可以选择使用。
原理图符号非常丰富，放大器，保护器件，转换器，二极管等等，涉及电子的各行各业都能用到。
常见的框图符号，箭头，基本形状，流程图都有，这种思维导图功能很不错。
5.2 设计体验
这次设计电源主要有输入保护电路，EMI和整流滤波电路，功率变换电路，输出整流滤波电路，控制回路，以及尖峰吸收回路等。
根据这个功能框图我们很清晰划分电路模块，核心目标是将市电转换为满足负载需求的稳定直流电，并且通过拓扑架构+控制策略实现电气隔离，宽电压范围稳压，高效节能等。
1、市电先经输入保护电路抵御过压、欠压等异常，再由EMI&整流滤波电路完成电磁干扰抑制与“交流→高压直流”的转换；
2、功率变换电路以变压器为核心，通过开关管（Q1）高频通断实现“电能→磁能→电能”的跨绕组传递（同时完成原边市电与副边输出的电气隔离），RCD吸收回路、二次侧RC吸收回路分别抑制原边漏感尖峰、副边整流二极管反向恢复尖峰以保护器件；
3、输出整流滤波电路将变压器次级能量转化为稳定低压直流供给负载，VCC辅助供电回路从变压器辅助绕组取电，为控制回路等提供工作电源；
4、控制回路则通过检测输出、反馈调节开关管占空比/频率形成闭环，动态稳定输出电压/电流，最终实现“市电输入→安全防护→电能变换→稳定输出”的全流程管控，满足负载对直流电能的需求。
