【2025 DigiKey 杯】突破障壁-本站首个有源桥超高效率乘法器限功率户外电源

二、产品参数：

户外驱动电源，用于400W内恒压设备、户外需要供电设备、亮化工程、景观照明等等

输入电压：90-305VAC

输出48V_8.4A，你可能会为问什么不是10A，因为还有一点六

输出电压电流可通过板上旋钮调整，电压36-63V，电流2-10A，且自动限制总输出功率403.2W

支持0/1-10V和PWM信号输入调光

三、使用“Scheme-it在线设计工具”，绘制功能框图：

这个工具很好用，推荐给大家链接：https://www.digikey.cn/zh/schemeit/home

得捷官网绘制的框图，有源桥+APFC+LLC+SR+CC/CV+CP恒功率

四、有源桥：

什么是有源桥：

传统整流桥内部二极管压降约1V，那么500W电源在100VAC时损耗为500/100/0.98*2=10.2W，损失效率2.04%

将二极管换成30mR的MOS后损耗为5.1^2*0.03*2=1.56W，提升效率1.728%，加上芯片损耗及热态变化，估计效率可以提升1.4%左右

别小看这百分之一点几，当其他电路已经做到极致后，想提升百分之零点几都非常困难。

另外，这样的整流桥也不需要散热铝片了。

图腾柱效率还可以更高一些，但是牺牲太大了：电路太复杂成本增加，调试费时费力，EMI较差。我之前也做过一版，老铁们有兴趣可以前往看看：【我是工程师第四季】超高效率 500W 无桥APFC+LLC半桥谐振开关电源 0-50V 0-10A-电源网，https://www.dianyuan.com/bbs/2426316.html

有源桥原理图：

工作逻辑：

芯片的供电从VR脚取，内置JEFT供电电路，C1为VCC电容，两个下管Q2和Q3驱动供电也从C1取。

C2和C3为自举电容，负责Q1和Q4驱动供电。原理很简单：下管导通时，VCC经过内部二极管给C2、C3充电。

在启动前，MOS内部体二极管充当传统整流桥工作，在第二个周期过零点电路开始工作，下管先工作。

 MOS驱动逻辑是检测L/N之间的压差，250mV时打开斜对角MOS，-250mV时打开另一对MOS，关闭也是如此。

值得注意的是不论VBUS薄膜电容容量多大，VBUS电压在每个周期都到零时刻（纯正的馒头波）即使后级轻载或空载也是如此，如下图，

约1.5个工频周期后芯片开始启动，可见芯片启动前，电流走MOS体二极管，此时为普通整流桥，后级空载，因为有薄膜电容VBUS纹波很小。当芯片启动后，MOS工作，VBUS变为纯正馒头波，后级必须是APFC电路。

VBUS为纯正馒头波，在某些APFC电路中可能导致无法工作，比如市面上某些无VCC的BUCK APFC。

此电路还具有X电容放电功能，当电源电压断开时，内部偏置电流对电源电容器放电。当引脚VCC处的电压降至9.7以下时，进入X电容器放电状态，从引脚VR汲取2mA电流以对X电容器进行放电

此电路没有待机模式，后级空载时，相比传统整流桥，这种会增加30mW待机功耗

PCB图，做成常规整流桥的形状，直接替换

没错，这一次我打算做紫色板子，因为妹妹说紫色很有韵味

不过这个紫色我设置的RGB为255，0，255 看起来为什有点粉

可能是电脑有色差

焊接板子：

空载测试波形，输出装一个CBB容量104：

↑↑↑上电测试各波形，非常完美

关机波形，掉电后MOS驱动延迟时间很长，如果下次上电时驱动器没有及时禁用，则有炸机可能，下面用锉刀做拉弧实验验证 

果然，连续开关机直接就爆炸了，可以看到爆炸一瞬间AC电压都被拉到零了。

我分析为板子走线问题，影响到L/N之间的比较器检测，L/N之间有个比较器，阈值250mV和-250mV，检测到后关闭和打开对角MOS，后面会修改下PCB应该就能解决了。

对比普通桥堆加CBB波形：

普通桥堆就比较简单了，桥后CBB虽然容量小，只要没有消耗，就会维持AC峰值。

有源桥VBUS为纯正馒头波，在某些APFC电路中可能导致无法工作，比如市面上某些无VCC的BUCK APFC。

升级线路板走线，更换MOS封装，解决连续开机爆炸的问题↓↓↓

五、有源功率因素矫正APFC：

下图是APFC原理图，

电流模式APFC，采样CS电阻上电压经过一个RC低通滤波器后与乘法器输出电压比较得到Ton，此为电流模式典型特征。

满载时工作在BCM模式，好处是导通损耗低，EMI性能好。当负载逐渐变轻时，ton会逐渐减小， 工作频率升高，系统效率和EMI均会变差。

为解决以上问题，系统在轻载时，会进入DCM模式，负载继续减轻后开关周期限定在36uS左右，避免人耳能听到噪音；再继续减轻负载，VO会升高将触发OVP工作在间歇模式。

CS电压超过预设150%时，可能电感短路、MOS短路、续流二极管短路，则进入低占空比工作模式。

带动态响应增强器：当FB脚电压低于95%时，可加快响应速度，以快速提高VBUS，此功能在启动过程中不起作用。

采用谷底导通，可以提高效率

所谓谷底导通，就是非重载条件下，电感电流工作在DCM模式，MOS关断后，BOOST电感与电路分布电容会产生串联谐振，下一个周期MOS导通起始点在振铃电压最低点，此时DS电压低，损耗小。

矫正PF基本逻辑就是固定Ton，所以IPK包络会随着母线电压而变化。当然单纯固定Ton无法实现较高的PF和低THD，需要在过零点、波峰、两肩位置稍作处理，便可实现较完美的测试数据。特别是轻载DCM模式下，如果不做修正，THD将会变得很差，国内有很多小半导体公司也做APFC，我测试过一些，很难找到一家性能完美的。

为了加快环路响应（负载快速发生变化），会在乘法器输出VCTRL脚上增加一些上拉和下拉电流，在特定情况下打开。

六、LLC变换器设计：

瞬态响应：

瞬态响应是电源设计中的一项性能指标，它描绘了电源如何响应输出负载电流的突然变化。理想情况下，功率转换器的输出在负载阶跃期间几乎没有变化。但在实际应用中，会遇到输出电压出现一定变化的情况。

在分析功率转换器的瞬态响应时，必须考虑许多重要因素，例如输出电压的最大偏差、输出电压恢复到其调节设定点所需的时间以及输出电压的稳定行为，如下图：

当负载电流突然增加时，输出电压会下降，因为转换器控制环路无法立即响应增加的负载需求。 因此，输出电容将向负载提供额外的电荷，并且输出电压会降低。控制环路最终会对此行为做出响应，并使输出 电压恢复到其调节后的设定值。当负载电流急剧下降时，也会观察到类似的行为。由于转换器控制环路无法立即 响应降低的负载，因此多余的电荷会积聚在输出电容上，并且输出电压会升高。输出电压恢复到其调节后的设定 值所需的时间称为“稳定时间”。另外，我们会希望以平滑的方式将输出电压恢复到调节电压并实现最小的振铃。

良好的瞬态响应是电源设计的关键要素，它会以多种方式影响设计选择。设计功率转换器时，很重要的一点是确 保在预期的最坏瞬态负载条件下使输出电压保持在所需调节范围内。严重的输出电压偏差会导致后续的设备故障甚至停机。 瞬态响应与功率转换器的环路响应直接相关。控制环路的带宽决定了转换器对瞬态事件的响应速度。带宽更高则响应时间更短。此外，建立时间的行为受到控制环路相位裕度的影响。相位裕度不足会导致欠阻尼的响应，并在输出电压中引起振铃。为最大限度地降低出现瞬态状况而导致运行不稳定的可能性，强烈建议采用最小为45°的相位裕度。大容量输出电容对于限制输出电压的偏差也很重要。更大的输出电容有助于减小输出电压偏差，但是，最好能够限制为了最小化成本和解决方案尺寸而需要的大容量电容的大小。

本电路采用了一种称为混合迟滞控制方法，结合使用了频率控制和电荷控制，环路响应远超6699

常规频率控制LLC瞬态响应

采用混合迟滞控制方法LLC瞬态响应

LLC变压器设计：

通常情况下，专门为LLC谐振变换器设计的独立磁芯的变压器是不需要开气隙的。但是，当需要将谐振电感集成到变压器中时（分槽骨架），就必须通过开气隙来设计和实现这个集成电感。

下面我们来详细解释其中的原理和考量。

独立的LLC变压器：为什么不需要开气隙。

LLC变压器的核心功能是能量传递和电气隔离，它工作在非常接近其磁化电感的谐振点。它的磁化电感（Lm）本身就是一个关键的电感参数。

磁化电感的作用：在LLC电路中，磁化电感Lm与谐振电容（Cr）和谐振电感（Lr）共同形成谐振网络。它不直接传递能量到副边，而是通过循环能量来实现开关管的零电压开通（ZVS）。

无气隙磁芯的优势：

高磁化电感：闭合磁路（无气隙）的磁阻很小，因此可以用较少的匝数获得较大的磁化电感量。这有助于减小变压器的体积和匝数，从而提高功率密度。

高磁导率：无气隙磁芯的等效磁导率很高，有利于获得设计所需的Lm值。

无气隙损耗：气隙会引入额外的磁通散逸，导致边缘效应，可能在附近的金属部件或绕组中产生涡流损耗，增加温升和损耗。没有气隙可以避免这个问题。

因此，一个设计优良的独立LLC变压器，会利用磁芯的自然特性（如Ae， Le）和匝数来精确得到所需的磁化电感Lm，而无需引入气隙。

集成谐振电感的LLC变压器：为什么必须开气隙？

集成谐振电感是在一个磁芯上实现两个功能：变压器和谐振电感。

谐振电感（Lr）的作用：Lr与谐振电容（Cr）决定的主谐振频率是LLC变换器增益曲线的“支点”。Lr的值必须非常精确和稳定，因为它直接影响电路的峰值增益和开关频率。

气隙作用，防止饱和：谐振电感Lr是串联在主功率路径中的，它流过的是全部的原边电流（包括负载电流和磁化电流）。这个电流很大，如果磁路没有气隙，由于磁芯的磁导率很高，很小的安匝数就会产生很大的磁通，导致磁芯迅速饱和。磁芯饱和后，电感量会急剧下降，电路将无法正常工作，并可能导致开关管过流损坏。

控制电感量：气隙极大地增加了磁路的磁阻。磁芯的磁导率很高但非线性，而气隙的磁导率是线性的且很低。加入气隙后，整个磁路的等效磁导率主要由气隙决定，变得非常线性。这使得电感量（Lr）变得稳定，几乎不随电流变化，这对于LLC的稳定工作至关重要。通过调节气隙的长度，可以精确得出需要的Lr值。将谐振电感集成到变压器中，可以节省一个独立的磁芯和骨架，降低成本和小型化。

优点：

1）减少元件数量，降低成本和体积。

2）减少连接点和寄生参数。

但是缺点也很明显：

1）设计复杂，需要同时满足变压器的匝比、磁化电感Lm和谐振电感Lr，设计过程更复杂。

2）耦合问题，需要精确控制绕组的结构（如原副边分开绕制）来获得准确且一致的漏感。

3）性能可能折衷，为了获得合适的Lr，可能需要开较大的气隙，这会导致，磁化电感Lm下降，因为气隙增加了整个磁路的磁阻，所以为了维持足够的Lm，可能需要增加匝数，这又会导致铜损增加。

存在边缘效应带来的额外损耗。

LLC变压器计算

1）计算理论匝比对于LLC全桥变换器，在谐振点附近的电压关系为：

Vin=2×n×Vout

其中 n=Np/Ns是匝比（对于中心抽头全波整流）

2）圈数必须为整数

由于物理实现限制，初级圈数 Np 必须是整数，我们需要找到满足 Np/Ns≈4.0625的整数/半整数组合。

3）可行的圈数组合分析

让我们列出所有可能的组合：

4）磁通密度和功率密度考量磁通密度计算，公式：

工作频率设置100kHz，计算不同Np下的磁通密度：

工程经验：

对于PC95等铁氧体材料，推荐Bmax在0.25-0.35T之间，过低：磁芯利用率不足，体积大。过高：接近饱和，温升高，可靠性差

5）气隙可行性分析，使用气隙公式：

计算不同Np对应的气隙：

NP取32圈，次级并绕

1. 确定次级圈数(Ns)与实际匝比 (n)，理论匝比: 

初级圈数:Np=32，理论次级圈数:

实际次级圈数 (每半边): Ns=8.0匝，实际匝比: 

计算为达到 Lm=141uH 所需的气隙 (lg)

我们使用公式：

参数：

μ0=4π×10−7μ0​=4π×10−7 H/m

Np=32Np=32

Ae=209×10^−6Ae=209×10^−6m²

Lm=141×10^−6Lm=141×10^−6H

le=0.102le​=0.102m

μi=2300μi​=2300

计算步骤：

计算最终气隙lg​:lg=1.908mm−0.04435mm≈1.864mm, 气隙在1-2mm之间最容易控制和制造。过小气隙对制造公差敏感，电感一致性差。过大气隙磁场边缘效应增加，可能产生额外损耗

磁通密度校验 (B_max),使用公式进行估算：

参数：

 Vin=390VVin​=390V

Ton=5μS,Np=32Np=32,Ae=209mm^2,计算：

292mT的磁通密度对于PC95等铁氧体材料来说是一个非常安全且理想的值，远低于其饱和磁通密度（~0.39T @100°C），保证了低磁芯损耗和高可靠性。

LLC变压器的计算网上都有标准公式，大神们都熟背于心，我就一一列出来班门弄斧了，要是懒的话直接用官方设计工具，比如下面这个：

我年轻的时候也喜欢推导公式，现在疲了

最麻烦最费时间的地方：我选用的集成谐振电感方式，变压器骨架为双槽，变压器体积不大，初次级有足够的爬电距离，所以初次级都是用普通漆包线绕制，所以不能使用初级绕一点然后再跟次级包裹的方式，所以谐振感量不好控制，需要反复来回调试参数。

如果是外置谐振电感，就很方便，因为计算的感量可以直接就绕制出来，根本不用调整。

七、反馈环路：恒压反馈、恒流反馈、恒功率反馈

反馈环路调试不是简单的通电量一下输出电压电流能不能对上，完善的设计需要用波特图仪测试相位裕度、增益裕度和穿越频率，来判断可靠性。

一般要求：增益裕度12DB以上、相位裕度大于45度，但相位裕度越大系统响应速度越慢，所以一般要求相位裕度小于80度。

增益为0DB时对应的频率为穿越频率，可以反应控制环路的响应快慢，带宽越宽，其对负责动态响应的抑制能力越好，过冲前冲也就越小，恢复时间越快系统更稳定，一般取开关频率的5-20%左右。

八、波特图仪基本使用方法：

波特图仪查看相位裕度、增益裕度、穿越频率

在开关电源环路调试中，波特图仪的核心作用是显示增益曲线（对数坐标，Y轴dB）和相位曲线（线性坐标，Y轴），三者的查看需结合两条曲线的交点和极值，取值范围直接决定环路稳定性，以下是针对开关电源的实操详解：

1）先明确：波特图的核心坐标定义

X 轴：频率（对数刻度，单位 Hz/kHz/MHz），通常覆盖 10Hz~1MHz（开关电源常用范围）；

上 Y 轴：环路增益（单位dB），正dB表示信号被放大，负dB 表示被衰减，0dB是“放大、衰减临界点”

下 Y 轴：相位偏移（单位度），表示输出信号相对输入信号的相位滞后（开关电源中多为负相位，即滞后），-180°是 “振荡临界点”（相位滞后达到-180°时，环路易自激）。

2）三大参数的查看方法（图文化步骤）

A,穿越频率（fc）：增益曲线与 0dB 线的交点，定义：

环路增益从“正 dB（放大）”降至“负 dB（衰减）”时，与0dB 线交叉的频率，代表环路对信号的 “响应速度”fc 越高，响应越快，动态负载能力越强；fc 越低，响应越慢，但稳定性越好。

查看步骤：

在波特图上找到0dB 横线（增益=0dB，无放大无衰减）；

找到增益曲线（通常是下降趋势的曲线）与 0dB 线的交点；

读取该交点对应的 X 轴频率值，即为穿越频率 fc。

若开关频率 fs=200kHz，fc通常在10kHz~20kHz（fs/10~fs/20），波特图上可见增益曲线在10kHz处穿过0dB 线，即fc=10kHz。

B,相位裕度（PM）：穿越频率处的“相位安全余量”,定义：

在穿越频率 fc 处，相位曲线的相位值与 - 180° 的差值，反映环路 “抗振荡能力”——PM 越大，稳定性越好，但响应速度会变慢；PM 越小，响应越快，但易振荡。

查看步骤：先找到穿越频率 fc（增益 = 0dB 的频率）；

沿 fc 垂直向上/向下，找到相位曲线对应的相位值φ（通常为负值，如-120°）；

计算相位裕度：PM = φ - (-180°) = 180° + φ（φ为fc处的相位值，带负号代入）。

开关电源示例：

fc=10kHz 时，相位曲线显示 φ=-110°，则 PM=180°+(-110°)=70°，即相位裕度为 70°

C,增益裕度（GM）：相位 =-180°时的“增益安全余量”定义：

当相位曲线达到-180°（振荡临界点）时，对应的增益曲线数值的绝对值，反映环路 “抗干扰能力”,GM越大，抗干扰越强；GM≤0dB 时，环路会持续振荡，完全不稳定。

查看步骤：

在波特图上找到-180°横线（相位滞后临界点）；

找到相位曲线与-180°线的交点，读取该交点对应的频率 fφ（称为 “相位穿越频率”）；

沿fφ垂直向上/向下，找到增益曲线对应的增益值 G（通常为负dB，如-15dB）；

增益裕度 GM=|G|（取绝对值，单位dB）；若G为正值（如 5dB），则 GM=-5dB（不稳定）。

开关电源示例：

相位曲线在 fφ=50kHz 处达到-180°,此时增益曲线显示 G=-18dB，则GM=18dB。

3)合理取值范围（按开关电源场景分类）

不同应用场景对“稳定性”和“响应速度”的需求不同，取值范围需平衡，以下是行业通用标准：

关键说明：

相位裕度（PM）：

最小阈值：≥40dB（低于 40° 易出现振荡，负载瞬变时超调量大）；

最优区间：50°~60°（平衡稳定性和响应速度，开关电源最常用）；

警惕区间：≤35°（必须调整补偿网络，否则电源会持续振荡或纹波过大）。

增益裕度（GM）：

最小阈值：≥10dB（低于 10dB 抗干扰能力差，电压波动时易失稳）；

最优区间：15~25dB（能抵御电源噪声、输入电压波动等干扰）；

危险区间：≤0dB（环路完全不稳定，上电后输出振荡，可能损坏负载）。

穿越频率（fc）：

必须满足：fc < fs/5（避免与开关频率的谐波重叠，导致干扰）；

恒压环 vs 恒流环：恒流环 fc 需是恒压环的 2~3 倍（如恒压环 fc=10kHz，恒流环 fc=20~30kHz），确保内环响应更快。

4)好的波特图长什么样？

增益曲线在fc处的下降斜率为-20dB/十倍频（单极点穿越），若为-40dB/十倍频（双极点穿越），即使PM达标，也易振荡；

相位曲线在fc处无“突降”（突降≥30°/十倍频说明存在额外极点，需优化补偿）；

增益裕度对应的 fφ（相位 =-180° 的频率）需远大于 fc（通常 fφ≥5×fc），避免近频带干扰。

5）常见问题与调整方向（结合补偿网络）

简短解说：

查看逻辑：先找 fc（增益 = 0dB）→ 算 PM（fc 处相位 + 180°）→ 找 GM（相位 =-180° 时增益绝对值）；

核心原则：PM=50°~60°、GM≥15dB、fc=fs/20~fs/10（普通开关电源）；

实操建议：调试时先固定 fc 在合理范围，再调整补偿网络优化 PM 和 GM，无需追求 “极致参数”，平衡稳定性和响应速度即可。

九、开关电源恒压/恒流环路调试与稳定性测试

1）恒压环与恒流环调试方法

1. 调试总原则

先调恒流环，再调恒压环（内环响应速度>外环）

上电顺序：先调压再调流，防止过流损坏

补偿网络设计是环路稳定性核心，直接影响相位裕度和动态响应

2. 恒流环调试步骤

第一步：电流采样与放大电路调试

采样电阻 Rs选择：功率足够 (≥2W)，精度≥1%，阻值 0.01~0.1Ω（根据最大电流确定）

放大倍数 K计算：K = Vref_i / (Iout_max × Rs)，使输出电压在 0~Vref 范围内

测试：给 Rs 通已知电流，测量放大器输出是否与理论值一致（误差 < 5%）

第二步：恒流环补偿网络设计（II 型补偿）

设定穿越频率：fc_i = fs/10（fs 为开关频率，如 500kHz→50kHz）

计算功率级在 fc_i 处相位滞后：φ_plant = -90°-arctan(fc_i/f_esr)-arctan(fc_i/f_p)f_esr = 1/(2πRcC)（输出电容 ESR 零点）

f_p = 1/(2π√(LC))（输出滤波极点）

确定相位提升需求：φ_boost = 180°+φ_plant-PM（PM 为目标相位裕度，取 60°）

补偿器零极点设置：

零点：fz=fc_i×10^(-φ_boost/45°)

极点：fp=fc_i×10^(+φ_boost/45°)

计算补偿元件值：

C1=1/(2πfzR1)（C1取nF级）

C2=C1/(10~100)（C2取pF级，抑制高频噪声）

R2=fp/(2πfz^2C1)

第三步：恒流环参数微调

断开电压环，将电压环输出固定为恒流指令（如 0V）

设置输出电流为额定值 50%，注入小幅阶跃扰动（如 ±10%）

观察输出电流波形：稳定：波形平滑，无振荡，恢复时间 < 10μs不

稳定：出现振铃→增大 C1 或减小 R2；响应迟缓→减小 C1 或增大 R2

3. 恒压环调试步骤

第一步：电压采样电路调试

分压电阻选择：总阻值≥100kΩ（减小功耗），精度≥1%

比例计算：Vfb = Vout × R2/(R1+R2) ≈ Vref（Vref 通常为 1.25V 或 2.5V）

测试：输出额定电压，测量 Vfb 是否与理论值一致（误差 < 1%）

第二步：恒压环补偿网络设计

设定穿越频率：fc_v = fs/20（如 500kHz→25kHz，< 恒流环 fc_i）

计算功率级在 fc_v 处相位滞后（方法同恒流环）

确定相位提升需求，设计 II 型补偿网络（计算方法同上）

第三步：恒压环与恒流环联调

连接电压环，设置输出电压为额定值

测试 CV/CC 模式切换：

恒压模式：负载从轻载→满载，电压应稳定，电流上升至设定值

恒流模式：负载从满载→轻载，电流应稳定，电压下降

动态响应测试：负载在半载→满载→半载间切换（变化率≥0.1A/μs），观察：

输出电压波动 < 5% 额定值

恢复时间 < 200μs

无持续振荡

2）II 型补偿网络详细计算方法（实例）

以反激式电源为例：Vout=12V, Iout=3A, fs=200kHz, C=470μF (Rc=50mΩ), L=100μH

1. 恒压环补偿计算

第一步：确定穿越频率

plaintext

fc_v = fs/20 = 200kHz/20 = 10kHz

第二步：计算功率级相位滞后

plaintext

f_esr = 1/(2πRcC) = 1/(2π×0.05×470×10^-6) ≈ 6.8kHz

f_p = 1/(2π√(LC)) = 1/(2π√(100×10^-6×470×10^-6)) ≈ 2.3kHz

φ_plant = -90° - arctan(10k/6.8k) - arctan(10k/2.3k) ≈ -184°

第三步：确定相位提升量（设 PM=60°）

plaintext

φ_boost = 180° + (-184°) - 60° = -64°（需提升64°相位）

第四步：计算补偿器零极点

plaintext

fz = fc_v × 10^(-φ_boost/45°) = 10k × 10^(64°/45°) ≈ 10k × 10^1.42 ≈ 26kHz

fp = fc_v × 10^(+φ_boost/45°) = 10k × 10^(-64°/45°) ≈ 10k × 10^-1.42 ≈ 3.8kHz

第五步：选择 R1 并计算 C1、C2、R2

plaintext

选R1 = 10kΩ

C1 = 1/(2πfzR1) = 1/(2π×26k×10k) ≈ 610pF（取标准值680pF）

C2 = C1/50 = 680pF/50 ≈ 13.6pF（取15pF）

R2 = fp/(2πfz²C1) = 3.8k/(2π×26k²×680p) ≈ 13.4kΩ（取13kΩ）

2. 恒流环补偿计算（类似步骤）

关键参数调整：

fc_i = fs/10 = 20kHz

电流环相位提升量计算需考虑电流采样和 PWM 环节附加相位滞后

3）波特图仪测试环路稳定性方法

方法一：动态负载响应测试（推荐）

测试条件：

输入电压：额定值

输出不额外并电容（仅保留原滤波电容）

负载电阻：无感电阻（确保动态响应真实）

负载变化：半载→满载→半载（电流变化率≥0.1A/μs）

测试温度：最低工作温度（如 - 25℃）

测试步骤：

示波器 CH1 测输出电压，CH2 测负载电流

设置 CH1 触发，触发电平为输出电压中值

进行负载阶跃，记录波形

稳定性判断标准：

电压波动 < 5% 额定值

无持续振荡（2 周期内衰减至 < 1%）

恢复时间：

电压环：<200μs（12V/3A 电源）

电流环：<10μs

负载切换点无异常尖峰

方法二：示波器 + 信号源环路增益测试

所需设备：示波器、信号源、1:1 隔离变压器、50Ω 注入电阻

测试步骤：

断开反馈环路（如光耦次级回路），串入 50Ω 注入电阻 Rinj

信号源经隔离变压器接至 Rinj 两端，输出 100mVpp 正弦波

示波器 CH1 测注入点电压 Vin，CH2 测环路输出点电压 Vout

测量不同频率下的增益和相位：

增益 (dB) = 20log (Vout/Vin)

相位差 = φ(Vout) - φ(Vin)

绘制简易波特图，确定:

穿越频率 (fc)：增益 = 0dB 时的频率

相位裕度：fc 处相位与 - 180° 的差值

稳定性判断：

PM > 45°，且穿越斜率为 - 20dB/decade（单极点穿越）→ 稳定

PM < 45°→需调整补偿（增大C1提升相位裕度）

出现增益 > 0dB 且相位接近-180°→严重不稳定，必须重新设计补偿

方法三：补偿网络元件微调法（经验法）

适用场景：无测试设备，仅需基础稳定性确认

步骤：

先将补偿电容C1调至较小值（如 100pF），电阻R2调至较大值（如 100kΩ）

上电测试，观察输出纹波

逐步增大C1（如 100pF→220pF→470pF→1nF），同时减小R2（如 100k→47k→22k）

观察输出变化：

纹波减小→系统趋向稳定

出现低频振荡→C1过大或R2过小，回调

响应迟缓→C1过小或R2过大，继续调整

找到纹波最小且无振荡的参数点，记录为基准值

在此基础上微调（±20%），确认稳定性

4）常见问题及解决方案

5）核心调试流程：

先内环后外环：恒流环→恒压环，确保内环响应速度快于外环

补偿设计：II型补偿是主流，关键参数：

穿越频率：fc_v≈fs/20，fc_i≈fs/10

相位裕度：PM>45（推荐60°）

穿越斜率：-20dB/decade（单极点特性）

无波特图仪测试：优先选动态负载响应测试，观察输出稳定性和恢复特性实用技巧：

使用可调电容/电阻（如10kΩ电位器）辅助调试，确定最佳参数后换固定元件

补偿电容C1先取较小值(100~470pF)，逐步增大，避免过补偿

调试时示波器接地尽量短，减少干扰

环路稳定后，在不同输入电压、负载条件下复查，确保全工况稳定

十、开关电源反馈环路光耦 CTR 选型： 

光耦的电流传输比（CTR，Current Transfer Ratio） 是反馈环路的关键参数，定义为“次级输出电流IC与初级输入电流IF的比值（CTR=IC/IF×100%）”，直接影响环路增益、稳定性和响应速度。CTR并非越大越好或越小越好，需匹配环路增益需求，推荐取值范围为 100%~300%，特殊场景可放宽至80%~400%。

1）CTR是反馈环路的信号传输桥梁

开关电源反馈环路中，光耦的核心功能是隔离传输误差放大器的反馈信号（从次级输出端→初级 PWM 控制器），CTR 决定了“初级驱动电流 IF” 能多大程度上控制次级反馈电流IC

CTR 越大：相同 IC 下所需 IF 越小（功耗越低），但易饱和；

CTR 越小：相同 IC 下所需 IF 越大（功耗越高），但线性范围更广。

CTR 直接影响环路总增益：环路总增益=误差放大器增益×光耦CTR×PWM控制器增益若CTR 过大或过小，会导致环路增益偏离设计值，引发稳定性问题（振荡、响应慢等）。

2）CTR 合理取值范围（分场景推荐）

最小 CTR≥80%：低于80%时，需过大的IF（>20mA）才能驱动，导致光耦初级功耗过高、误差放大器驱动过载；

最大 CTR≤400%：高400%时，光耦易进入饱和区（IC不再随IF线性变化），导致环路增益非线性，引发相位滞后、振荡。

3）CTR 太大或太小：具体影响与风险

A,CTR 过大（>300%）：弊大于利,易饱和、相位滞后、稳定性下降

饱和失真：当反馈信号较大时，光耦初级IF较小即可使次级 IC 达到饱和（IC 不再增加），此时光耦失去线性传输能力，相当于 “反馈中断”；

相位滞后：饱和后光耦的响应速度变慢（上升/下降时间延长），导致环路相位裕度降低（PM<40°），输出出现振荡、纹波增大；

温漂敏感：光耦 CTR 随温度升高而增大（典型温度系数 + 0.3%/℃），高温下 CTR 可能超 400%，稳定性进一步恶化；

环路增益过高：导致穿越频率fc升高，与开关频率谐波重叠，引发干扰。

典型现象：负载瞬变时输出电压振荡（2个周期以上不衰减）、输出纹波>1% 额定电压、高温环境下电源易保护停机。

B, CTR太小（<100%）：功耗高、响应慢

核心问题：环路增益不足、驱动过载、响应迟缓

环路增益不足：导致穿越频率 fc 降低（<fs/30），动态响应变慢（负载变化后电压恢复时间>200μs）；

驱动过载：为获得足够IC，需增大IF（>20mA），可能超出误差放大器的输出驱动能力（如LM358最大输出电流30mA），导致放大器饱和；

线性度差：小CTR光耦在IF较小时（<5mA）非线性明显，进一步恶化环路稳定性；

功耗过高：大IF导致光耦初级功耗增加（P=VCC×IF），不符合低功耗设计要求。

典型现象：负载从轻载→满载时，输出电压超调量大（>5%）；、电压恢复时间长（肉眼可见电压波动）、误差放大器发热严重（IF过大）。

4）选型

1.光耦型号选型优先看典型CTR

同一型号光耦的CTR分档（如 PC817：A档 (80~160%)、B档(160~320%)、C档(320~640%)），优先选B档（160~320%），避免A档（下限太低）和 C 档（上限太高）；

高频场景选高速光耦（如 6N137，CTR100~200%），其饱和压降低、响应速度快（上升时间<10ns），适合fs≥500kHz 电源。

2.预留温漂与老化余量

光耦CTR随老化会缓慢衰减（年衰减率约5%），高温下CTR会增大（如 85℃时CTR约为 25℃的 1.2~1.5 倍）；

选型时按“常温典型 CTR=设计值×1.2” 预留余量，例如设计需要CTR=200%，选典型 CTR=240%的型号（如PC817B），避免高温或老化后 CTR 超出范围。

3.配合限流电阻调整IF，优化CTR工作点

光耦初级串联限流电阻Rf：Rf=(Vout_error-Vf)/IF（Vout_error为误差放大器输出电压，Vf为光耦初级正向压降≈1.2V）；

推荐IF工作在5~15mA，此区间光耦CTR线性最好，例如PC817B在 IF=10mA 时，CTR线性度±5%，稳定性最佳。

4.无仪器验证CTR是否合适的方法

静态测试：测量光耦初级IF和次级IC，计算实际 CTR=IC/IF×100%，若在推荐范围内则合格；

动态测试：负载阶跃（半载→满载）时，观察输出电压波形：

无振荡、超调<5%、恢复时间<200μS→CTR 合适；振荡→CTR过大，需换小CTR光耦或增大Rf（减小IF）；

超调大、恢复慢→CTR 过小，需换大CTR光耦或减小Rf（增大IF）。

5）常见问题与解决方案

知识点：

光耦 CTR 的选型核心是“平衡线性、稳定性和功耗”：

通用最优范围：100%~300%，优先选 150%~250%（适配大多数开关电源）；

关键原则：CTR 太大易饱和振荡，太小易增益不足响应慢，不追求“极致值”，追求“线性工作区间”；

实操建议：选型时看光耦典型CTR分档，配合限流电阻将IF调整至 5~15mA，预留温漂和老化余量，通过动态负载测试验证稳定性。

十一、0-10V调光

0-10V 调光是LED 照明领域最常用的模拟调光协议，核心是通过0~10V 直流控制信号的电压变化，线性调节LED驱动电源的输出电流、功率，最终实现LED 度的平滑调节。它属于独立于主电源的“分离式控制”，控制信号与 LED 主供电回路（如 AC220V 输入、DC30-48V 输出）物理隔离，是商业照明、工业照明中最成熟的调光方案之一。

值得注意的是，市面上有两套调光方案0-10V和1-10V

0-10V 调光主要是北美地区 (美国 / 加拿大) 的标准，执行ANSI C137.1-2022《Lighting Systems - 0-10V Dimming Interface for LED Drivers, Fluorescent Ballasts, and Controls》明确定义0V对应"关闭状态"，10V对应"最大亮度"，电压与亮度呈线性关系

1-10V调光主要是欧洲地区的标准,IEC 60929 标准, 定义1V对应 "最小亮度"(约10%)，10V对应 "最大亮度"

IEC 63128 标准, 2019 年发布，专门规范电子电流源控制装置的模拟电压调光接口,同时兼容 0-10V 和 1-10V 两种控制方式

起源于荧光灯时代，当时荧光灯在10%以下亮度工作不稳定，易发生"灯头发黑"现象,为保护荧光灯寿命，将最低工作电压设为1V

确规定 0-10V 调光电路必须与输出电路隔离，否则视为结构缺陷。且变压器内必须用三层绝缘线，所以有些0/1-10V调光电源同时也有输出12V直流的功能，可以给外置的调光器供电，不过电流不大只有几百毫安。

十二、变压器

初次级全部分开，绕制结果

LM 174uH，短路次级后测试LK为82uH，与设计的33/174uH相差太多了，LK大了一倍多，会导致的后果：

谐振频率降低fr 降低约 30%，可能破坏软开关条件 (ZVS)，增加谐振回路无功电流和损耗解决办法：

1，将 Cr 减小至原来的约 1/2，使谐振频率恢复设计值，但会导致：

• 谐振频率恢复，但品质因数 (Q 值) 降低，可能影响轻载效率和 ZVS 范围
• 减小电容值可能增加开关管电压应力，需重新评估安全裕度
• 分布电容影响更显著，可能引发 EMI 问题      

 2，重新设计变压器绕制方法，三明治绕法可降低漏感50%，或让初次级绕组更近，或者更换长型骨架漏感可降低30%

显然第一个方法我不能接受，开始重绕变压器，但是需要引入三层绝缘线，原本骨架是带隔电墙的。

修改成三明治绕法后LM 168UH,LK33.5Uh 满足要求

采用双线并绕，可确保参数对称、电流均分和热稳定性。分绕方式 (后绕绕组线更长) 会导致电阻不均、漏感异常和热分布不均，降低电源性能和可靠性

每绕一层后交换两线位置，消除内外层差异，不要小看这些细节，细节决定一个人的上限。

这里考你们一个问题：LLC变压器中，绕制铜线是都是横向均匀绕制的，如果一个绕组绕制结束后在槽的对面结束，那么铜线需要竖向拉过来挂在骨架引脚上，这一小段竖向的铜线会对变压器性能产生影响？

电感比取值范围：

励磁电感(L_m)与谐振电感(L_r)的比值（Ln或K值），其典型合适取值范围为3 - 7，优先选用 5 或 6 作为初始设计值，能在电路损耗与增益范围间取得较好平衡，具体可结合设计需求调整，以下是详细说明：

偏向拓宽 ZVS 实现范围时：可选取 3 - 4 的偏小比值。该区间内励磁电感\(L_m\)相对较小，会使励磁电流增大，虽会导致电路循环能量增加、导通损耗上升，但充足的电流能量利于开关管实现零电压开关（ZVS），能拓宽 ZVS 的负载和电压适应范围，适合对 ZVS 稳定性要求高，且对损耗控制要求相对宽松的场景。

追求均衡性能时：5 - 6 是理想选择。这个比值是行业内的经验优选值，既能避免过小比值带来的高损耗问题，又能防止过大比值导致的增益范围窄等弊端。例如在常规的家电电源、工业小功率供电设备中，采用该区间的电感比，可使电源在多数工况下保持较高效率，同时降低反馈环路的设计难度。

侧重低损耗与窄增益范围时：可选用 7 左右的偏大比值。此时励磁电流较小，开关管和磁芯的导通损耗得以降低，能提升电路的工作效率。不过该区间下电压增益曲线更平缓，增益调节范围变窄，需要更低频率才能达到目标增益，可能导致磁芯损耗增加，还可能使轻载时实现 ZVS 的能量不足，适合输入电压波动小、负载稳定的大功率 LLC 开关电源场景。

此外，部分特殊设计场景中，该电感比也可能出现 2.5 或 8 这样的临界值，但这类取值容易引发性能短板，比如小于 3 时损耗急剧增加，大于 7 后对效率提升作用微乎其微，还会增大调试难度，非特殊需求不建议选用。

十三、限制总输出功率反馈

限功率原理：采样输出电压和电流信号，电压信号用分压电阻衰减。为了最求效率，电流信号幅值较低所以需要放大。两个信号送入乘法器得出值作为外部运放的反向输入信号，当总功率超出设计值时运放U8输出低电平达到限功率的目的。

但是需要注意的是电压和电流信号送入乘法器前的衰减比例需要一直，否者功率就不对了。

乘法器供电有两个，+12V和-12V，负电源用电荷泵芯片产生，原理是4个开管，给2个电容充放电，如下图：

如果板子空间足够的话，变压器加一个小绕组也可以做负电源。

考大家一个问题，为什么乘法器需要双电源供电？即正电源和负电源，如果不用双电源有什么办法保证精度？

十四、开关管类型选择

目前市面上量产的类型三类，传统硅基MOS、碳化硅MOS和氮化镓MOS

各有优缺点，没有绝对的完美

根据各自不同的特点适用于不同场景

我采样的主功率BOOST和LLC三个MOS都用氮化镓，值得注意的是市面上一般氮化镓驱动脚最高耐压5-6V，我弄到了耐压20V的，效果如何还得进一步测试。

lis

十五、原理图、PCB

有源桥+APFC原理图

LLC+SR原理图

常规CC/CV反馈

电荷泵+乘法器

为什么要电荷泵，前面有说明

0-10/1-10V+PWM调光电路

这个其实挺简单的，DIM脚内部有一个100uA输出恒流源，转换后输出一个固定幅值的PWM脉宽波，经过光耦隔离后信号再经过低通滤波器就得到0-2.5V的模拟电平啦。

要注意的是，两级RC滤波器，前级的输出阻抗会成为后级的输入阻抗，所以后级R阻值一般要是前级的10倍，否则波形会失真。前级选1K电阻，那么后级取10K比较合适

画板子是一件非常枯燥的事情，

这个外宽是适配我自己做的一款铝合金防水外壳，这个外壳很好用，我设计了很多款这个外框的板子，功能不同。

十六、得捷购买的元器件到了

大家以后有采购需求推荐去得捷官网购买https://tj.dianyuan.com/Cjeci2

十七、打样PCB、焊接元器件

紫色板子到了，跟电脑上颜色色差挺大的

中间改了3版，前面两版由于走线问题测试波形不理想，这一版肯定没问题

分享点锡膏秘诀挤

一坨锡膏放在自封袋直角边上，直角尖尖根据需要的流量切掉一点，点锡膏的时候直接挤就行了，比用注射器挤好用多了。缺点是锡膏里面的油脂会渗出塑料袋，大约一周就要丢掉，一次别装太多就行。

大电流走线开窗加锡，细节不能少

有些工程师做样机每个板子都要专门做一块钢网，甚至我上次刷抖音看到有个人用3D打印机做锡膏网还沾沾自喜，我看了都头痛。

根据焊盘大小，剪合适的孔，0402、QFN、QFP封装我都是这么做的，完美至极。

元器件贴好了

加热平台融化锡膏

我用的低温锡，所以260度就可以了，如果用中温锡膏，加热平台最好是280-290度左右比较合适

底层上锡膏

因为正面已经有元器件了，背面元器件就不能用加热平台了，只能用热风枪，350度

桌面级回流焊我之前用过，加热不均匀，加热丝附近板子都烫焦了，别的地方锡还没融化，而且价格还挺贵。

很多0603的封装，贴起来好累

十八、绕制变压器、磁环、共模

多股线并绕，尽量降低趋肤效应影响

更换成绞线，散的看起来太凌乱了

焊变压器引脚

砂轮机磁芯摸气隙，

我一直觉得铁氧体磁芯吸进肺里面对身体有很大影响，加之最近好多认识的人得肺癌，我每次磨气隙都搞个大功率吸尘器在旁边。

这双手也老了，岁月是把杀猪刀啊

不同材料的磁环磁导率不同，成品需要上不同颜色的漆区分，不同厂家略有不同，一般绿色磁导率高，适合做输入输出共模

绿色输出端的共模电感，红色π型滤波电感，纯手工打造

给MOS贴绝缘片，两个MOS公用一个散热片，所以需要绝缘，

绝缘片买小了点，边上有1mm漏出来了，暂时打胶水，后面买大一号的

板子四周装铆钉

调试前大功率器件都是先装小的，比如电解、MOS全用小号的，通电测试各启动波形无异常后再更换成大的。

十九、波形测试

首次通电，先断开后级电路，只保留APFC，测试启动波形

可见85VAC上电后延迟100mS开始打pulse

100mS是因为从后级LLC控制器中的JEFT取电的原因，若想加快启动速度可以分开供电既可

VCC改外部供电，这个就几乎没有延迟了，VCC到达启动阈值后立刻工作，

空载VBUS启动瞬间有一个小尖峰

展开启动瞬间pulse,PWM脉宽组件展开，第一个脉宽几百nS，软启动正常

APFC掉电波形，VBUS无过冲

APFC基本正常后，就可以给后级通电了，但是先断开LLC上MOS，测试PWM波形

可见VCC达到阈值后，下管开始工作，第一个脉宽约100uS左右，这一个脉冲目的是给上桥臂VCC充电，自举充电，这种方式简单便捷。

自举充电结束且VCC达到阈值后，上管就可以开始工作了

因为上管MOS断开的，所以可以看到PWM很宽

基本波形没问题后，就可以把上管MOS装回去了

快速接通电源又立马断开，就是AC轻轻触碰一下，没测试好之前最好这样试一下，不然炸了又要重新焊板子，很耽误时间

可见电感、上管PWM、下管PWM波形基本正常

下面就可以保持AC通电，空载测试LLC状态

AC保持上电状态，观察空载LLC波形

空载时为间歇模式，也就是连续工作一段时间又停止，一直重复

脉冲个数和间歇时间又讲究，不合适的取值会导致人耳能听到的噪声，嗡嗡响很凡人。

间歇模式前段放大观察细节无异常

间歇模式停止点，观察细节无异常

下面就可以带小负载了

你们可能会问为什么调试前要一段一段接通那么麻烦，因为我以前上过当，有时候不小心焊错贴错元器件，直接爆炸，尤其是大电解焊反爆炸臭死了。

小负载试试水

带载上电

带载上电观察启动波形无异常

负载逐渐加大

大部分情况下满载的THD和PF都非常容易做到，但是对于可调光电源，在轻载模式下奇次谐波非常难做到

欧标要求3次谐波<10%、5次谐波<7%、7次谐波<7%、9次谐波<5%、11次以后谐波<3%

这个电源在3%左右的负载条件下12.5W，测试THD全部满足要求。欧标要求轻载25W时满足要求即可，这个12.5W已经做得非常哇塞了。

EMC用几十瓦小负载点了一会儿测试余量很大，我没有几百瓦这么大的LED负载，

如果用纯阻性负载估计要1KW的额定功率，那起码上百斤重。

不能带电子负载测试EMC，不同型号电子负载差异很大，负载类型导致的没有参考性，必须用实际负载。

二十、成品展示

最后是模拟打雷天气可承受的最高电压，测试到6KV时FALL，有源桥和后级MOS全部打爆，我估计最薄弱的应该是有源桥驱动芯片，然后再是交流灌入后级。不过三级压敏配置能过6KV已经非常哇塞了。

这个打的是差模，共模就比较简单了，靠放电管和他串联的一个压敏轻松过4KV，共模一般只要求2KV。

视频展示：