噪声是模拟电路设计的一个核心问题，它会直接影响能从测量中提取的信息量，以及获得所需信息的经济成本。遗憾的是，关于噪声有许多混淆和误导信息，可能导致性能不佳、高成本的过度设计或资源使用效率低下。
1. 降低电路中的电阻值总是能改善噪声性能
噪声电压随着电阻值提高而增加，二者之间的关系已广为人 知，可以用约翰逊噪声等式来描述：erms = √4kTRB，其中erms为均方根电压噪声，k为玻尔兹曼常数，T为温度（单位为K），R为电阻值，B为带宽。这让许多工程师得出结论：为了降低噪声，应当降低电阻值。虽然这常常是正确的，但不应就此认定它是普遍真理，因为在有些例子中，较大的电阻反而能够改善噪声性能。举例来说，在大多数情况下，测量电流的方法是让 它通过一个电阻，然后测量所得到的电压。根据欧姆定律V = I ×R，产生的电压与电阻值成正比，但正如上式所示，电阻的约翰逊噪声与电阻值的平方根成正比。由于这个关系，电阻值每提高一倍，信噪比可以提高3 dB。在产生的电压过大或功耗过高之前，此趋势一直是正确的。
2. 所有噪声源的噪声频谱密度可以相加，带宽可以在最后计算时加以考虑
将多个噪声源的噪声频谱密度(nV/√Hz)加总（电压噪声源按平方和开根号），而不分别计算各噪声源的rms噪声，可以节省时间，但这种简化仅适用于各噪声源看到的带宽相同的情况。如果各噪声源看到的带宽不同，简单加总就变成一个可怕的陷阱。图1显示了过采样系统中的情况。从噪声频谱密度看，系统总噪声似乎以增益放大器为主，但一旦考虑带宽，各级贡献的rms噪声其实非常相近。
3. 手工计算时必须包括每一个噪声源
设计时有人可能忍不住要考虑每一个噪声源，但设计工程师的时间是宝贵的，这样做在大型设计中会非常耗时。全面的噪声计算最好留给仿真软件去做。不过，设计人员如何简化设计过程需要的手工噪声计算呢？答案是忽略低于某一阈值的不重要噪声源。如果一个噪声源是主要噪声源（或任何其他折合到同一点的噪声源）的1/5 erms值，其对总噪声的贡献将小于2%，可以合理地予以忽略。设计人员常会争论应当把该阈值选在哪里，但无论是1/3、1/5还是1/10 （分别使总噪声增加5%、2%和0.5%），在设计达到足以进行全面仿真或计算的程度之前，没必要担心低于该阈值的较小噪声源。
4.直流耦合电路中必须始终考虑1/f噪声
1/f噪声对超低频率电路是一大威胁，因为许多常用噪声抑制技术，像低通滤波、均值和长时间积分等，对它都无效。然而，许多直流电路的噪声是以白噪声源为主，1/f噪声对总噪声无贡献，因而不用计算1/f噪声。为了弄清这种效应，考虑一个放大器，其1/f噪声转折频率fnc为10 Hz，宽带噪声为10 nV/√Hz。对于各种带宽，计算10秒采集时间内包含和不含1/f噪声两种情况下的电路噪声，以确定不考虑1/f噪声的影响。当带宽为fnc的100倍时，宽带噪声开始占主导地位；当带宽超过fnc的1000倍时，1/f噪声微不足道。现代双极性放大器可以具有比10 Hz低很多的噪声转折频率，零漂移放大器则几乎完全消除了1/f噪声。
5. 因为1/f噪声随着频率降低而提高，所以直流电路具有无限大噪声
虽然直流对电路分析是一个有用的概念，但真实情况是，如果认为直流是工作在0 Hz，那么实际上并不存在这样的事情。随着频率越来越低，趋近0 Hz，周期会越来越长，趋近无限大。这意味着存在一个可以观测的最低频率，哪怕电路在理论上是直流响应。该最低频率取决于采集时长或孔径时间，也就是观测器件输出的时长。如果一名工程师开启器件并观测输出100秒，则其能够观测到的最低频率伪像将是0.01 Hz。这还意味着，此时可以观测到的最低频率噪声也是0.01 Hz。
现在通过一个数值例子来展开说明，考虑一个DC至1 kHz电路，连续监控其输出。如果在前100秒观测到电路中一定量的1/f噪声，从0.01 Hz至1 kHz（5个十倍频程的频率），则在30年（约1nHz，12个十倍频程）中观测到的噪声量可计算为√12/5 = 1.55，或者说比前100秒观测到的噪声多55%。这种增加几乎没有任何意义，即使考虑最差情况——1/f噪声持续增加到1 nHz（目前尚无测量证据）——也是如此。理论上，如果没有明确定义孔径时间，1/f噪声可以计算到一个等于电路寿命倒数的频率。实践中，电路在如此长时间内的偏差以老化效应和长期漂移为主，而不是1/f噪声。许多工程师为直流电路的噪声计算设定0.01 Hz或1 mHz之类的最低频率，以使计算切合实际。
