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【工程师6】+实践类+实战环路设计——电压模式和电流模式同步buck电路(理论+实践)
阅读: 10545 |  回复: 33 楼层直达

2019/12/04 14:48:32
1
钢珠子母弹
电源币:25 | 积分:3 主题帖:3 | 回复帖:15
LV3
排长

QQ截图20160321155901  【活动进行中……】礼遇感恩节!参与顶楼  免费送仪器

QQ截图20160321155901   【风采汇】参与有奖!获奖作品分享大赛



 先用图说话 放上同步buck实物(tl494做主控 2104产生死区时间 并提供高低侧门极驱动)

      

 虽然同步buck电路非常简单,先前论坛也有很多帖子讨论相关技术。

但就环路控制技术而言,buck电路代表了一类拓扑的小信号模型 即降压功率级:

正激 (forward)全桥 半桥 双管正激(double forward)甚至是带上了有源钳位电路的正激变换器,

其小信号模型都和buck电路基本一致。

只要学会buck电路的环路设计 降压功率级的环路设计就迎刃而解。后文中将详细讨论 ,

由于专业英语在获取相关资料,理解相关概念时极其重要,我会在解释相关概念时写出相关英文原词。

        首先我们需要有一些环路的基本知识:(理解环路的前提是有自动控制原理和伯德图(bode diagram)的基本概念)

1、伯德图

伯德图囊括了系统的两大特性(幅频特性、相频特性)伯德图的横坐标为对数,

但为了方便绘制和看出特性,在坐标中是按照对数分度绘制的,

坐标上的频率代表了负载或基准电压扰动的小信号(small pertubance)频率。

对于工程师而言,对数分度应该是非常自然的事,在分度坐标中 

频率每间隔十倍频程(per decade)就会被标定在上面,横坐标每隔一个频度

频率就以十倍速率递增。每两个频率之间的间隔被称之为”十倍频程“

其中幅频特性 纵坐标为环路增益(loopgain)

增益如果以非常主观而容易理解的方法阐述 就是电路输出量中对于扰动信号的放大倍数的绝对值

而后 这个绝对值将以分贝的形式呈现在伯德图上 普通放大倍数取以十为底的对数以后乘以二十 此时的增益单位就转为db

相频特性 表示了控制回路对于小信号扰动的相应信号与扰动信号之间的相位移动(phase shift)。

例如 针对一个反相放大器

其增益为RF/RIN

其相移为180度

当增益为1是 对应0db

增益达到0db时对应频率被称为穿越频率(cross frequency)(这个概念极为重要!)


2、环路的稳定性判据(stability criteria)

1、发生自激振荡的条件

环路进入正反馈状态(特指增益为0db 相移达到360度)就会出现振荡

但由于负反馈系统本身带有180度的相移 若再添加180度相移将进入相位上的正反馈状态。

而增益为0db时为增益上的正反馈状态

对此 就出现了稳定性的两个条件:增益大于0db 相移小于180度

为了防止系统同时满足两个振荡条件 系统要有对应的裕度 

1、相位裕度

当系统增益到达0db时 相移与180度的距离称为相位裕度

2、增益裕度

当系统相移达到-180度时 增益与0db之间的距离

下面 我们用一个电流模式buck电路的环路分析bode diagram 做例子

在这个伯德图例子中 我们可以看到横坐标相邻两个大刻度间就是十倍的关系

图中穿越频率为1.16khz  相位裕度86度(-94度等效而来)

接下来是测试视频 信号由500hz到3khz加到tl494reference端 

我的示波器的频率计有点问题 下方频率无视就好

可以看到在3khz 系统输出幅度 频率 都没有崩盘

符合3khz穿越频率设计



图中穿越频率为1.16khz  相位裕度86度(-94度等效而来)
接下来是测试视频 信号由500hz到3khz加到tl494reference端  
我的示波器的频率计有点问题 下方频率无视就好
可以看到在3khz 系统输出幅度 频率 都没有崩盘
符合3khz穿越频率设计
此方法是除了注入小信号纹波外另一种测试环路
带宽的方法:再直流参考量上叠加交流分量




2019/12/04 15:10:05
2
电源网-fqd
电源币:5059 | 积分:15069 主题帖:539 | 回复帖:5106
LV11
统帅
2019/12/04 15:35:33
3
ymyangyong[版主]
电源币:2077 | 积分:472 主题帖:5 | 回复帖:6292
LV12
元帅
占座学习
2019/12/04 15:40:21
4
小小一棵葱
电源币:0 | 积分:3 主题帖:2 | 回复帖:38
LV3
排长
不开源吗
2019/12/04 16:11:50
5
钢珠子母弹
电源币:25 | 积分:3 主题帖:3 | 回复帖:15
LV3
排长

CHARTER2

开关电源整体系统框图和环路补偿概念综述

开关电源(SMPS)本身也是一个自动控制系统其分为功率级(POWER STAGE) 误差放大器(ERROR AMPLIFIER)  

脉宽调制器  (pulse width modulator) LC滤波器

在电压模式脉宽调制dcdc变换器整个系统中以串联方式连接 

相应地 总体闭环传递函数就是他们各项增益k值的乘积

刚才说到 对数对于我们是很自然的事

既然是相乘 最后反映到对数增益上 就是相加的关系

下面是电压模式smps的系统框图 (function diagram)

在电压模式buck电路(电压模式正激电路 电压模式推挽电路也可以等效为电压模式buck)中

KMOD

代表了脉宽调制器增益

其为20*LG(1/VRAMP)

VRAMP值为

脉宽调制器datasheet上写的振荡器电压参数(OSCILLATOR PARAMETER )

KLC代表了

功率级LC滤波器是电压模式中主要的补偿对象

为什么呢?

下面我们通过电压模式buck变换器的bode diagram来直观地认识一下

扫描所用的电路

先来做下理论计算

LC极点位置为1/2Π根号LC

大概在1khz左右

除了影响较大的LC双极点外

还有一个输出电解电容带来的零点

理论值为1/(2Π*ESR*capacitor)

12.5k左右

我们来看下伯德图

可以看到在1khz左右 出现了双极点现象

增益以40db每十倍频程的速率下降

相位上陡降了一百八十度

这是一个非常可怕的变化

将导致较低的穿越频率和极大的相位变化 会对电源的稳定性造成重要影响

而当滤波电容 电感和输出电阻组成的rlc系统由不同的品质因数时 相位和增益的变化速率不同 

品质因数 (quality factor)这个概念脱胎于收音机的选频电路 在其中我们希望q值较大以提供

较好的选频效果 

但当开关电源系统具有较大品质因数(轻载)时

系统的突然变化会比较严重

如图绿色曲线对应轻载增益变化 可以看到快速的上翘和下降现象

对应的蓝绿色曲线 为重负载

因为这种环路特性 在设计环路时 需要type3补偿网络

接下来    我们来为后面的设计做一些先期计算

假设使用uc3843电压模式 

则vramp值为1v

我们将制作输入电压为12v的buck电路

则静态直流增益为20*lg(VIN/vramp)=21.58db

我们使用6uh电感 5000uf电容

则lc双极点频率为

0.56khz

开关频率为50khz

2019/12/04 19:58:02
8
gaohq
电源币:65 | 积分:5 主题帖:51 | 回复帖:484
LV8
师长
好贴啊
2019/12/04 20:01:21
9
钢珠子母弹
电源币:25 | 积分:3 主题帖:3 | 回复帖:15
LV3
排长

     接下来 在得知了变换器开环特性后我们来做一些思考实际上一个好的环路应该从一个好的频率点摆放策略开始

重要的频率点 包括:开环特性包含的 开关频率     lc双极点频率   ESR零点频率   误差放大器提供的零点频率和极点频率 

在这里

我们介绍下三种典型的补偿网络

1、

type1

type1补偿器本质就是一个积分器(integrator)

也被称作单极点补偿  (这里的为左半平面极点)

在这里 提一下极点的概念 极点是传递函数

分子项中使得分母为零的s值 

对于左半平面极点  其有以下特性:

在极点处相位以45度每十倍频程的速率下降

极点的十倍频程前为水平线 

现在看下上一个电路图的bodediagram

可以看到在700hz及其十倍频程前 幅频 相频曲线符合规律

2019/12/28 07:15:43
33
不羁的风2012
电源币:0 | 积分:0 主题帖:0 | 回复帖:1
LV1
士兵

这个Type1仿真一定要增加静态偏执吗?为什么不可以直接按照下图来仿

2019/12/28 10:04:10
34
钢珠子母弹
电源币:25 | 积分:3 主题帖:3 | 回复帖:15
LV3
排长
不一定 直接没偏置也可以弄
2019/12/04 17:18:24
6
川理学子
电源币:84 | 积分:22 主题帖:7 | 回复帖:99
LV5
营长
emmmmm~沙发没啦,占座学习
2019/12/04 17:51:04
7
javike[荣誉版主]
电源币:2921 | 积分:67 主题帖:178 | 回复帖:3100
LV12
元帅

强帖留名!

广告位已经没了

2019/12/04 22:49:29
10
钢珠子母弹
电源币:25 | 积分:3 主题帖:3 | 回复帖:15
LV3
排长

下面 来看一看type2 补偿网络

理论上 type2网络提供了一个低频零点一个高频极点

从图中看极点确实在高频位置出现了 相应的 低频位置我们也发现了一个零点

在这里提一下零点(zero)的概念

针对左半平面零点

其是使得传递函数分子结果为零的频率点

在此点处 增益以20db每十倍频程的速率上升

相位以45度每十倍频程的速率上升

2019/12/08 14:21:58
11
钢珠子母弹
电源币:25 | 积分:3 主题帖:3 | 回复帖:15
LV3
排长

接下来我们看看电压模式环路设计带来的挑战

1、轻载条件稳定问题

从前面回复帖子的伯德图可以看出

电压模式的rlc系统在拥有不同q值的情形下

相位会出现不同速度的陡降增益上翘程度也不尽相同

虽然最终在双极点频率的十倍频程处 二

者的增益和相位点基本一致 但在中途的频程点

变化特别大 q值越大 突变程度越大

这首先可能会导致轻载条件下的条件稳定

专业角度而言 就是在轻载下如果出现突然的负载变动 

条件稳定会导致系统的相应波形以lc双极点频率进入rlc阻尼振荡

以波形角度解释 可以参考intersil的an文件中的实测波形 

(这一波形最早在国内

文天祥前辈所译《开关变换器 环路设计指南》中被

引用,是继unitrode1996环路设计研讨会后

第一次详细而严谨地讨论轻载条件稳定问题)

当环路相位图出现低于180度的情况 此时增益大于0db 虽然

仍然满足稳定性判据 但由于处于条件稳定 (conditional stability)

在突然切换负载时的响应时间由于

rlc阻尼振荡将会被大大拖长 轻载时的环路相应将变得很差

为了防止条件稳定 我们需要type3补偿网络

有时我们也需要给电路输出加上适当大小的假负载

这可以使得电路轻载q值大大减小

2、不同负载条件下相位裕度的大范围变化

相位裕度的变化与非常多因素有关

但仅考虑q值的影响 可以利用很好的零极点摆放策略来规避这个问题

设计穿越频率(expected cross frequency)如果远高于lc双极点频率

那么不同q值情形下相位裕度的变化将非常小

下面我们来对比下不使用此策略和使用此策略下不同负载下相位裕度和增益曲线的变化

如图 这是穿越频率和lc极点频率较为接近时 相位裕度和增益的变化 相位裕度足有25度的变化 这将意味着不同

负载情形下动态情形截然不同 对于宽范围输出的电源而言是比较糟糕的

由此图也可以看出 在轻载情形下 buck电路的相位裕度最低 最有可能发生振荡

下面我们来看一看使用先前提到的极点摆放策略的电路伯德图

可以看到相位裕度变化非常小 对于宽输出范围电源这是非常有利的

有了这些知识后

我们来计算一下我们的buck电路 (滤波电容esr为5mohm)

我们的buck电路运行于ccm模式下计划最低带载5ohm

由前面的分析我们知道

最高的q值会带来相位和增益变化上最糟糕的情况

我们以最糟糕的情况出发 来考虑q值

Q值计算公式为:1/2Π/fO/(LF/RL+ESR*CF)

其中 FO为双极点频率  LF CF 为滤波lc器件

计算的品质因数为 9.988

根据先前提到的原则

我们预计穿越频率为3khz 为开关频率的十分之一以下 lc双极点频率的六倍

2019/12/08 15:20:39
12
钢珠子母弹
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排长

      下面我们来针对电压模式做具体设计。

1、关于穿越频率的选取的一些唠叨

穿越频率也代表了系统的环路带宽

其实带宽这一概念引入到开关电源是非常和谐而优雅的类比

电源的本质是一个d类放大器(闭环) 其调制频率(载波频率)就是功率级开关频率

而其所放大的信号就是脉宽调制器的v reference 信号

一个闭环的放大器需要对输入信号的变化和负载的变化产生对应的响应

来确保放大信号波形不失真 并提供足够的增益

带宽代表了系统的闭环响应能力

根据nyquist采样定律被调制的reference信号频率应该小于调制频率(载波频率)

我们认为穿越频率选取在开关频率的五分之一以下在理论上!理论上!理论上!是安全的

实际情形一般取开关频率的十分之一

当然也可以取得更加低 这是一种权衡 低穿越频率代表了在nyquist 判据上的高稳定性 但也带来了低带宽

系统的环路相应性能会变得相对较差 

我们需要针对现实中的负载来选择 对于本身趋于时不变 仅仅需要稳定的负载 比如电热棒等

我们可以选取低穿越频率 以较差的动态特性(相对而言可以接受)来换取稳定性

对于高动态负载 比如fpga cpu等 我们需要高带宽 但需要注意对稳定性的影响

这种影响有时是灾难性的 如果穿越频率过于靠近开关频率 输出电压将以开关频率产生正弦振荡(振幅是普通纹波电压的数倍)

下面我们来看一看这种情形下的波形例子

如图 可以看到振幅相对较高的正弦振荡 遗憾的是 这是稳态波形 

这种振荡无法体现在伯德图上 然而确实存在 会对电源的输出纹波特性带来很大程度上的劣化

2019/12/08 17:28:09
13
钢珠子母弹
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LV3
排长

         接下来 我们回到所使用的type3补偿网络其提供了两个低频零点 两个高频极点

具体数值计算如下:

其中第一个高频极点(图示第三条虚线)

一般意义上用于抵消电解电容esr所带来的极点

前两个零点摆放于lc极点频率两侧

第二个极点理论上是多余的 但是它的不同摆放位置会改变系统的相位裕度和增益裕度

一般而言 摆放于十倍穿越频率处 也有文献认为应该摆放在穿越频率处

取决于各位在稳定性和响应速度上的取舍 

2019/12/08 23:43:58
14
钢珠子母弹
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LV3
排长

接下来 计算在预计穿越频率点开环增益

将先前的参数带入后取20倍lg

得到-7.96db  (注意 误差放大器提供的增益一般为正的db值 所以如果此频率为正 需要调整预期穿越频率)

则在穿越频率处需要7.96db增益 由误差放大器提供

接下来我们回顾一下各个零极点位置的摆放

三型补偿网络的两个零点分别摆放在 lc双极点的两侧

我们分别放置在500hz 和1khz

第一个极点我们放置在esr零点处

第二个极点我们放置在开关频率的一半位置 25khz

此外为了完成q值匹配 我们需要计算fintegraed

其中KD为输出采样反馈电阻衰减因子 等于参考电压与输出电压的比值

(注意这个计算方式是在输出采样衰减网络不参与环路补偿的前提下

如果衰减网络直接参与环路补偿那么kd为1即直接采样 无衰减环节)

例如下图(绘制者:台达milan博士)是有衰减环节的例子

其衰减比例k为rd2/(rd1+rd2) 注意前提条件为rd1 rd2远远小于rip(戴维宁等效原理)

 

下图为衰减网络和补偿网络合二为一的例子

根据先前数据算得 Fintegrated =66.5hz

此外 先前提到 这些零极点位置的选取会大大影响环路穿越频率

我们需要通过严谨计算检查相位裕度并稍微调整来再次验证

计算得到 相位裕度为56度 高于45度 且没有过高 这是一个很好的相位裕度值

在type3策略中 调整相位裕度相对有效的方法是调整补偿器第二零点

关于相位裕度的选择可以参考以下表格(来源:《开关变换器环路设计指南》)

2019/12/09 00:47:13
15
钢珠子母弹
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LV3
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接下来算补偿网络具体器件

我们可以有五个方程分别阐述五个频率点,需求出六个未知数来确定器件

这是一个多元不定方程

其中一个器件可以任意选定

下面举个例子

我们选定R2为30KOHM

五个方程如下

随后就是简单的小学数学 不再赘述

虽然方程次数为1

但是元数较多

我们可以用excel mathcad matlab 等工具加速我们的环路设计

下面是本人编制的表格(后续楼层已经上传表格源文件)

2019/12/09 02:16:07
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钢珠子母弹
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LV3
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接下来我们来验证一下所设计环路的性能

这是负载由半载突然转换到全部负载的输出响应 跳变仅仅为20mv 稳态纹波也处于较小水平

接下来 扫一下伯德图

相位裕度为58度与理论偏差在5度以内 穿越频率设计也符合预期

2019/12/09 02:26:27
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钢珠子母弹
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LV3
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送至jlc打样的pcb

调试照片

效率分析 使用恒河lt1804 准确度业界标杆

实测vds波形

pcb 3d预览文件 (本人layout水平真的很一般 不喜欢 请适度提醒 请不要突然暴躁批判 谢谢

这是初版的预览 电感模型由本人好友(solidworks论坛id 樊sir)使用solid works 绘制)

pcb layout 关键点阐述

对于开关转换器的pcblayout,要特别注意减小高di/dt回路的面积。

以减小功率级电路拓扑结构对控制回路和驱动回路的干扰效应。对于同步整流buck变换器,

输入滤波电容与SW、SR形成的环路为高di/dt回路需妥善布线以尽量减小该环路面积。

Pwm控制器与闭环控制的反馈布线应尽量原理高di/dt回路及电感线圈以尽量避免干扰的产生。

对于拓扑结构中的高电流回路应使用大面积polygon以提供足够的承流能力。

靠近功率mosfet和电感周围的polygon表面采取大面积开窗,并在表面打若干数量的散热孔。开窗后的表面大面积铺锡。

2019/12/09 17:00:56
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钢珠子母弹
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接下来 我们试试峰值电流模式(peak current mode)

前面我们提到 电压模式双极点特性会很大程度上影响环路

在高q值情况下轻载的条件稳定问题甚至是无法避免的

为了避免这种糟糕的特性 峰值电流模式应运而生

其主要思想是将电压模式功率级改造为一个电流源而不是一个电压源

block diagram如下

(此图绘制者为台达电力电子实验室 milan博士)

可以看到其pwm比较器振荡波形为斜坡补偿电压和电流感测信号的叠加值

那么斜坡补偿补偿的是什么?

为什么要进行斜坡补偿?

在大信号而言

电流斜坡信号容易在三角波占空比较大时(此时变换器的主开关管占空比较大)

当电感电流出现些微干扰信号时 会打破三角斜坡信号的幅值平衡

最终出现大小波现象  就大信号讨论

当占空比大于百分之五十时 需要引入斜坡补偿

就小信号而言 其实电流模式将电压模式的lc双极点搬移到了更高的位置 (一半开关频率处)

我们先前提到由于采样定律的限制我们的穿越频率一般而言远远低于这个频率

所以在波德图上 一半开关频率处会出现

一个双极点 而这个频率点已经高于穿越频率

双极点所带来的增益尖峰

可能导致增益突然回到0db以上 这种现象称之为二次穿越

这对峰值电流模式变换器是灾难性的

为了减少增益上翘 防止出现二次穿越 需要减少此双极点处的q值

斜坡补偿可以达到这个目的

在不包含斜率补偿时

若占空比较大变换器在开环状态甚至都是不稳定的

在小信号状态下 次谐波振荡的临界点随具体开环参数而改变

因此就小信号稳定性而言

没有一个确切的次谐波振荡临界占空比

业内长期以来认为的百分之五十占空比为斜坡补偿临界的结论其实是错误的

2019/12/10 00:57:18
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钢珠子母弹
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LV3
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接下来我们通过开环伯德图分析来看下电流模式的特性和斜坡补偿的必要

这是扫频电路图  

结果如下

蓝绿色线为不加斜坡补偿的结果 可以看到其出现了先前提到的二次穿越现象

在出现这个现象的半倍开关频率点 相位也发生了崩盘

变换器开环不稳定

红色和蓝色为加入斜坡补偿的结果

可以看到减小了双极点效应二次穿越现象得以避免

现在 我们回到时域 观察有无谐波振荡的区别

这是不加斜率补偿时的效果

可以看到发生了大小波现象 振荡频率为开关频率的一半 故称为次谐波振荡

再来看看加入斜坡补偿后的改善

可以看到 绿色电流斜坡波形没有发生崩盘 占空比稳定 没有出现大小波现象

2019/12/10 03:17:05
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钢珠子母弹
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LV3
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接下来 我们进入斜坡补偿电路和电流内环的设计

先来看一个典型的uc384x 斜坡补偿的例子 来阐述斜坡补偿的电路构成

(此图由 台达电力电子实验室milan 博士绘制)

如图其使用射极跟随器(此电路特征为高输入电阻 低输出电阻) 由于这个

特性 它可以在引入振荡电容波形的同时 做到基本不影响振荡电容的容抗 防止其两侧阻抗偏小 

振荡器停振 在此同时 其也有一定负载能力

最终 在isens脚位得到经过补偿后的电流感测信号

c为滤波容 其与r r1 构成输入低通滤波器

设计时应该保证其截止频率高于pwm开关频率 

防止和开关频率相同的电流感测信号被滤除

下面 我们来计算下斜坡补偿具体参数

step1

计算归一化限流电阻值(按照最重负载设计)

输出电阻值为

0.5ohm

输出电压为7.8v

输出最大电流为7.8/0.8

=15.6a

在uc384x系列中最低感测电压值为0.7v

引入的补偿锯齿波幅值为1.7v/4.49+1(4.49k和1k 分别为r1 r)(r1 r 的选取参考下一楼)

0.7减去这个值 得到了 电流感测信号需要提供0.2987v

0.2987/15.6

可得电阻为19.147ohm。 为了保证裕度,我们提高至25mohm。

注意不可过高 过高将导致峰值电流环更加敏感

这会使得一些瞬态过程下输出触发过流保护(ocp)

最终导致瞬态响应由于电压环和峰值电流内环“打架的情况”

大大延长瞬态响应时间

体现在波形上 会出现台阶式波形

如图可见 足足在120ms处 电压环才真正控制环路

打架时间太长

下图为改换较低的电流检测电阻的波形

其反应时间大大缩短 没有打架的情况

step2

计算电流感测信号最高 变化率 (slew rate)

电感电流变化率 VOMAX/LF=

7.8v/16uh=0.4875A/us

对应 感测信号 为0.4875*0.025=0.0121v/us

接下来计算锯齿波振荡器slewrate

查阅uc3842datasheet

我们可以得到其锯齿波峰值电压

为1.7v

除以开关周期 20us

得到振荡器slewrate

0.085v/us

2019/12/10 21:12:57
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gaohq
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LV8
师长
故最低需要0.044欧姆限流电阻考虑斜坡影响后  综合斜坡补偿权重和斜坡电压

可得电阻为15ohm 为了保证裕度 我们提高至25mohm

没有标点符号看得比较晕

这个15 Ohm 值是怎么来的呢?

2019/12/11 21:55:07
25
钢珠子母弹
电源币:25 | 积分:3 主题帖:3 | 回复帖:15
LV3
排长

是这样的 斜坡补偿电压不止作用于电流斜率 还提高了电流检测电压的幅值

他俩以叠加原理叠在感测引脚 具体式子我忘记放了 正在改这一层 稍安勿躁

2019/12/11 21:58:26
26
钢珠子母弹
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LV3
排长
已经修改好了之前计算出了点小问题 严谨的过程已经写好了 感谢批评指正
2019/12/10 13:54:16
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钢珠子母弹
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LV3
排长

电流感测电阻信号与振荡器信号分别通过r r1

叠加在vramp 信号端

作为斜坡信号

这就是一个经典的叠加原理应用

求最终响应信号的办法就是分别将两个信号置零

计算另一个信号响应值 最后叠加

我们自然可知道 当r1远远小于r2时 vosc占据主导地位

此时 相当于将电流模式往电压模式扯

虽然无次谐波振荡之忧 但也消除了电流模式所有的优点

所以 取恰当的比例值极为重要

一般 我们使用以下公式

a为斜坡补偿系数 一半取0.5 到1.5

取1.5 时 综合以上数据 我们算得补电阻r1 为4.69倍r

2019/12/10 14:16:01
22
钢珠子母弹
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下面我们回顾下type2

补偿网络 (本示意图来源为台达 milan博士)

 

如图为type2补偿

提供一个低频零点 一个高频极点

对于电流模式补偿

一般而言 低频零点摆放于电流模式低频极点附近

高频极点摆放于esr零点处

过程和电压模式如出一辙 

(电流模式没有突然的相位聚变 还有一段相位平坦区域 

 位于电流模式极点和一半开关频率之间)

此段中的 小于十分之一开关频率的点是穿越频率的好选择 

由于误差放大器的增益较高 一般而言为正值 

我们在选择闭环穿越频率点是需要选择一个高于开环

在这类频率点 开环增益为负值

我们把穿越频率选在这个区域的3khz频率点

先计算电流模式极点(注意这里是近似计算 由于斜坡补偿系数不大 我们暂且不讨论斜坡补偿的影响 )

由前面的数据我们计算得到极点位置为

63.3hz

计算type2衍生频率

检查下相位裕度

计算得到 约为82度 在可接受范围内

继续下列步骤

现在我们计算所需的误差放大器增益

计算得到 所需增益为3.77db  三个方程 四个未知数 一个器件可以任意顶下

在这里我们定义rf为一个固定值30k

随后就是无聊的小学加减乘除 按照以下公式计算即可

 

2019/12/10 15:49:37
23
钢珠子母弹
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又到了丰收的时候 在计算完毕后 我们来看看变换器的闭环响应性能

阶跃负载测试满足要求 但稍微比电压模式弱

这是此设计下相位裕度较大的结果

2019/12/11 22:38:20
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zl0818
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士兵
大佬的分析,理论结合实践,才能设计最优秀的电源产品,
2019/12/12 01:58:34
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钢珠子母弹
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嗯 理论也很重要 我特别讨厌pid盲调 无法满足我的控制欲
2019/12/11 22:38:21
28
zl0818
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士兵
大佬的分析,理论结合实践,才能设计最优秀的电源产品,
2019/12/12 01:15:17
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钢珠子母弹
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/upload/community/2019/12/16/1576492540-85835.xlsx

/upload/community/2019/12/16/1576492557-88306.xlsx

上方链接为电压模式表格

下方链接为终版电流模式表格

详细程度不亚于德州仪器 环路计算表格

严谨程度大大强于 《环路补偿很容易》课件

这是电流模式补偿表格截图

本贴所涉及的 所有simplis仿真文件都在如下下载链接 

/upload/community/2019/12/15/1576425404-50955.zip

2019/12/22 09:14:50
31
peter_yu
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连长
学习学习,学习学习,谢谢!
2019/12/22 22:35:35
32
我爱你aa6227
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