在传统方案中，单级LLC（即前级没有BOOST电路）根本不可能做到全电压（输入100-265V），借这次机会设计如下电源方案：
输入功率100W输入电压：100-265VAC 50-60Hz；
超低待机功耗（小于0.15W）；
超小尺寸；
无散热片；
原理图：
实物图：
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结帖啦，中途炸过机，改过板子，花费了很多时间。
混合合迟滞控制，
256301 使用了一种新型控制方案 - 混合迟滞控制 (HHC)，来提供一流的输入电压和负载瞬态性能。该控制方 法使得补偿器的设计十分简单。该控制方法还便于更加轻松高效地进行轻负载管理。改进的线路瞬态性能可降低大 容量电容器/输出电容器值，减少系统成本。
HHC 是一种整合了传统频率控制和电荷控制的控制方法，亦即，它是一种电荷控制方法，但增加了频率斜坡补 偿。与传统频率控制相比，它将功率级传递函数从二阶系统变为一阶系统，因此很容易进行补偿。控制力度与输入 电流直接相关，因此可实现一流的输入电压和负载瞬变。与电荷控制方法相比，混合迟滞控制增加了频率斜坡补 偿，避免了不稳定状况。频率补偿确保系统始终保持稳定，也降低了输出阻抗。更低的输出阻抗使得瞬态性能比电 荷控制更加出色。
HHC 解决了以下问题：
帮助 LLC 转换器实现一流的负载瞬变和输入电压瞬变
将小信号传递函数变为一阶系统，非常容易进行补偿，而且可以实现极高带宽
通过频率补偿带来固有的稳定性
让间歇模式控制高效优化变得更为简单
下图展示了 HHC 在 UCC25630 中的实现方式：一个电容分压器（C1 和 C2）和两个匹配良好的控制电流源。
这里分享一下在不同开关模式的功率转换应用中，功率型 MOSFET 和 IGBT 对自举式栅极驱动电路的要求。
本节重点讲在不同开关模式的功率转换应用中，功率型 MOSFET 和 IGBT 对自举式栅极驱动电路的要求。当输 入电平不允许高端N沟道功率型MOSFET或IGBT使用 直接式栅极驱动电路时，我们就可以考虑自举式栅极驱 动技术。这种方法被用作栅极驱动和伴发偏置电路，两 者都以主开关器件的源极作为基准。驱动电路和以两个 输入电压作为摆幅的偏置电路，都与器件的源极轨连。 但是，驱动电路和它的浮动偏置可以通过低压电路实 现，因为输入电压不会作用到这些电路上。驱动电路和 接地控制信号通过一个电平转换电路相连。该电平转换 电路必须允许浮动高端和接地低端电路之间存在高电压 差和一定的电容性开关电流。高电压栅极驱动 IC 通过独 特的电平转换设计差分开。为了保持高效率和可管理的 功耗，电平转换电路在主开关导通期间，不能吸收任何 电流。对于这种情况，我们经常使用脉冲式锁存电平转 换器，如图 下图所示。
自举式电路在高电压栅极驱动电路中是很有用的，其工 作原理如下。当 VS 降低到 IC 电源电压 VDD 或下拉至地 时 （低端开关导通，高端开关关断），电源 VDD 通过自 举电阻， RBOOT，和自举二极管， DBOOT，对自举电容 CBOOT，进行充电，如图 2 所示。当 VS 被高端开关上拉 到一个较高电压时，由 VBS 对该自举电容充电，此时， VBS 电源浮动，自举二极管处于反向偏置，轨电压 （低 端开关关断，高端开关导通）和 IC 电源电压 VDD，被隔 离开。
自举式电路具有简单和低成本的优点，但是，它也有一 些局限。 占空比和导通时间受限于自举电容 CBOOT，刷新电荷所 需时间的限制。
这个电路大的难点在于：当开关器件关断时，其源极 的负电压会使负载电流突然流过续流二极管，如图 3 所 示。
该负电压会给栅极驱动电路的输出端造成麻烦，因为它 直接影响驱动电路或 PWM 控制集成电路的源极 VS 引 脚，可能会明显地将某些内部电路下拉到地以下，如图 4 所示。另外一个问题是，该负电压的转换可能会使自举 电容处于过压状态。 自举电容 CBOOT，通过自举二极管 DBOOT，被电源 VDD 瞬间充电。 由于 VDD 电源以地作为基准，自举电容产生的大电压 等于 VDD 加上源极上的负电压振幅。
完整的高电压栅极驱动集成电路都含有寄生二极管， 它被前向或反向击穿，就可能导致寄生 SCR 闭锁。闭锁 效应的终结果往往是无法预测的，破，坏范围从器件工 作时常不稳定到完全失效。栅极驱动集成电路也可能被 初次过压之后的一系列动作间接损坏。例如，闭锁导致 输出驱动置于高态，造成交叉传导，从而导致开关故障， 并终使栅极驱动器集成电路遭受灾难性破，坏。如果功 率转换电路和/或栅极驱动集成电路受到破，坏，这种失效 模式应被考虑成一个可能的根本原因。下面的理论极限 可用来帮助解释VS电压严重不足和由此产生闭锁效应之 间的关系。
在第一种情况中，使用了一个理想自举电路摂，该电路 的 VDD 由一个零欧姆电源驱动，通过一个理想二极管连 接到 VB，如图 9 所示。当大电流流过续流二极管时，由 于 di/dt 很大，VS 电压将低于地电压。这时，闭锁危险发 生了，因为栅极驱动器内部的寄生二极管 DBS，终沿 VS 到 VB 方向导通，造成下冲电压与 VDD 叠加，使得自 举电容被过度充电，如图 10 所示。 例如：如果 VDD=15 V，VS 下冲超过 10 V，迫使浮动电 源电压在 25 V 以上，二极管 DBS 有被击穿的危险，进而 产生闭锁。
假想自举电源被理想浮动电源替代，如图 11 所示，这 时， VBS 在任何情况下都是恒定的。注意利用一个低电 阻辅助电源替代自举电路，就能实现这种情况。这时， 如果 VS 过冲超过数据表 (datasheet) 规定的大 VBS 电 压，闭锁危险就会发生，因为寄生二极管 DBCOM 终沿 COM 端到 VB 方向导通，如图 12 所示。
一种实用的电路可能处在以上两种极限之间，结果是 VBS 电压稍微增大，和 VB 稍低于 VDD，如图 13 所示
准确地说，任何一种极限情况都是流行的，检验如下。 如果 VS 过冲持续时间超过 10 个纳秒，自举电容 CBOOT 被过充电，那么高端栅极驱动器电路被过电压应力破，坏，因为 VBS 电压超过了数据表指定的绝对大电压 (VBSMAX) 。设计一个自举电路时，其输出电压不能超过 高端栅极驱动器的绝对大额定电压。
负电压的振幅是：
为了减小流过寄生电感的电流随时间变化曲线的斜度， 要使等式 1 中的导数项小。 例如，如果带 100 nH 寄生电感的 10 A、25 V 栅极驱动器 在50 ns内开关，则VS与接地之间的负电压尖峰是20 V。
其中 QTOTAL 是电容器的电荷总量。 自举电容的电荷总量通过等式 4 计算：
其中： VDD= 栅极驱动器的电源电压；和 VF= 自举二极管正向电压降 [V] 计算自举电容为：
QGATE = 栅极电荷的总量 ILKGS = 开关栅 - 源级漏电流；
ILKCAP = 自举电容的漏电流；
IQBS = 自举电路的静态电流；
ILK = 自举电路的漏电流；
QLS= 内部电平转换器所需要的电荷，对于所有的高压 栅极驱动电路，该值为 3 nC ；
tON = 高端导通时间；
ILKDIODED = 自举二极管的漏电流；
例如：当使用外部自举二极管时，估算自举电容的大 小。
自举二极管 =UF4007
VDD = 15 V
QGATE = 98 nC （大值）
ILKGS = 100 nA （大值）
ILKCAP = 0 ( 陶瓷电容 )
IQBS = 120 µA （大值）
ILK = 50 µA （大值）
QLS = 3 nC
TON = 25 µs （在 fs=20 KHz 时占空比 =50%）
ILKDIODE = 10 nA 如果自举电容器在高端开关处于开启状态时，大允许 的电压降是 1.0 V，小电容值通过等式 3 计算。
自举电容计算如下：
外部二极管导致的电压降大约为 0.7 V。假设电容充电 时间等于高端导通时间 （占空比 50%）。根据不同的自 举电容值，使用以下的等式：
其中：
ICHARGE = 自举电容的充电电流；
RBOOT = 自举电阻；
tCHARGE = 自举电容的充电时间 ( 低端导通时间 )
不要超过欧姆值（典型值 5~10 Ω），将会增加 VBS 时间 常数。当计算大允许的电压降 (VBOOT) 时，必须考虑 自举二极管的电压降。如果该电压降太大或电路不能提 供足够的充电时间，我们可以使用一个快速恢复或超快 恢复二极管。
如图 1 所示，自举电路对于高电压栅极驱动器是很有用 的。但是，当主要 MOSFET(Q1) 的源极和自举电容 (CBOOT) 的负偏置节点位于输出电压时，它有对自举电 容进行初始化启动和充电受限的问题。启动时，自举二 极管 (DBOOT) 可能处于反偏，主要 MOSFET(Q1) 的导通 时间不足，自举电容不能保持所需要的电荷，如图 1 所 示。
在某些应用中，如电池充电器，输出电压在输入电源加 载到转换器之前可能已经存在了。给自举电容 (CBOOT) 提供初始电荷也许是不可能的，这取决于电源电压 (VDD) 和输出电压 (VOUT) 之间的电压差。假设输入电压 （VDC）和输出电压 (VOUT) 之间有足够的电压差，由启 动电阻 (RSTART)，启动二极管 (DSTART) 和齐纳二极管 (DSTART) 组成的电路，可以解决这个问题，如图 14 所 示。在此启动电路中，启动二极管 DSTART 充当次自举二 极管，在上电时对自举电容 (CBOOT) 充电。自举电容 (CBOOT) 充电后，连接到齐纳二极管DZ，在正常工作时， 这个电压应该大于驱动器的电源电压 (VDD) 。启动电阻 限制了自举电容的充电电流和齐纳电流。为了获得大 的效率，应该选择合适的启动电阻值使电流极低，因为 电路中通过启动二极管的自举路径是不变的。
在第一个选项中，自举电路包括一个小电阻，RBOOT，它 串联了一个自举二极管，如图15所示。自举电阻RBOOT， 仅在自举充电周期用来限流。自举充电周期表示VS降到 集成电路电源电压 VDD 以下，或者 VS 被拉低到地（低 端开关导通，高端开关关闭）。电源 VCC，通过自举电阻 RBOOT 和二极管 DBOOT，对自举电容 CBOOT 充电。自举 二极管的击穿电压(BV)必须大于VDC，且具有快速恢复 时间，以便小化从自举电容到VCC电源的电荷反馈量。
这是一种简单的，限制自举电容初次充电电流的方法， 但是它也有一些缺点。占空比受限于自举电容 CBOOT 刷 新电荷所需要的时间，还有启动问题。不要超过欧姆值 （典型值 5~10 Ω），将会增加 VBS 时间常数。低导通 时间，即给自举电容充电或刷新电荷的时间，必须匹配 这个时间常数。该时间常数取决于自举电阻，自举电容 和开关器件的占空比，用下面的等式计算：
其中 RBOOT 是自举电阻； CBOOT 是自举电容； D 是占 空比。
RVS不仅用作自举电阻，还用作导通电阻和关断电阻，如 图 17。自举电阻，导通电阻和关断电阻通过下面的等式 计算：
前排就位
