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单端反激式变换器计算,求解答!!!
阅读: 5465 |  回复: 95 楼层直达

2018/12/23 14:52:04
1
stephon
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连长

QQ截图20160321155901 【直播回放】技术直播专场-资深大咖“萧山老寿”话说逆变器..

QQ截图20160321155901 内容精选】管理员精心选择的优质内容 快来讨论吧


我有一个课程设计是设计一个高输出的反激式电路12~24输入,1000v输出,输出功率30w。请大家帮我看看我的计算对不对!

Ipk=2Vout*Iout/Vin.min*Dmax*n=13.9A

Lp=Vin.max*Ton/Ipk=0.78uh

Np/Ns=Vor/(Vout+Vd)=0.01

由此算出来Ls=7780uh

但是我用saber仿真出来的结果不太好。

求大家帮帮忙!!

LV12
元帅

1、电感Lp算的结果是7.8uH,初级电感量不需再乘匝比平方了(因Ipk是初级峰值电流)。 2、匝比计算中Vor由最大占空比推算,最后计算出的匝比应该是Np/Ns=0.03左右。 3、输出的是高压小电流,仿真时输出电容选取1uF以下就可以。 4、按Dmax=0.45设计时输出二极管需要高反向耐压,建议提高占空比也有利于降低初级峰值电流。

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2018/12/23 18:32:46
2
lingyan[实习版主]
电源币:875 | 积分:34 主题帖:19 | 回复帖:1152
LV8
师长
是1千伏输出吗?
2018/12/23 18:43:20
3
stephon
电源币:0 | 积分:5 主题帖:5 | 回复帖:0
LV4
连长
对的,1000v输出。我用saber仿真出来的电流电压,一直在上升。您能帮我看看是怎么回事么  谢谢了
2018/12/24 03:58:32
6
lingyan[实习版主]
电源币:875 | 积分:34 主题帖:19 | 回复帖:1152
LV8
师长
反激输出功率小,变压器传输功率小,可能无法升高到1000V,变压器副边匝数要多大,变压器的制造难度考虑了没有?
2018/12/24 08:51:55
8
stephon
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LV4
连长
您说的很对,主要是指导老师是做特种变压器方向的。这个应该没什么问题。我就是想验证一下我的计算是有没有问题。您费心帮我看看把,麻烦您了
2018/12/23 18:55:50
4
stephon
电源币:0 | 积分:5 主题帖:5 | 回复帖:0
LV4
连长

原理图:

仿真结果:

2018/12/23 20:25:16
5
水乡电源[版主]
电源币:213 | 积分:46 主题帖:9 | 回复帖:639
LV9
军长
用推挽做会好一些
2018/12/24 08:46:25
7
stephon
电源币:0 | 积分:5 主题帖:5 | 回复帖:0
LV4
连长

老师给的方案是让用反激做,其实是让做三个输出333v的合起来1000v。我是先推算一下的。

那我这个计算思路有没有错误的地方。

2018/12/24 09:48:50
9
boy59[版主]
电源币:842 | 积分:118 主题帖:59 | 回复帖:295
LV9
军长
1、电感Lp算的结果是7.8uH,初级电感量不需再乘匝比平方了(因Ipk是初级峰值电流)。

2、匝比计算中Vor由最大占空比推算,最后计算出的匝比应该是Np/Ns=0.03左右。

3、输出的是高压小电流,仿真时输出电容选取1uF以下就可以。

4、按Dmax=0.45设计时输出二极管需要高反向耐压,建议提高占空比也有利于降低初级峰值电流。

该帖为最佳回复什么是论坛积分
2018/12/24 11:10:30
10
stephon
电源币:0 | 积分:5 主题帖:5 | 回复帖:0
LV4
连长
首先万分感谢您的回复,我刚才根据您计算的匝比和初级电感量仿真出来的效果非常好。就是电流有点偏大,我再调整一下电感量就好了。然后我还想问的就是,您是根据什么算的匝比,是根据反射电压/输出电压+二极管压降    得到的吗,那您的最大占空比是选得0.45吗(在12v低输入时)。我还有一个问题就是满载24v输入的时候为了保证30w输出。其他参数不变 调整占空比就行了吗?望您给讲解讲解
2018/12/24 13:05:42
11
boy59[版主]
电源币:842 | 积分:118 主题帖:59 | 回复帖:295
LV9
军长

求匝比也是用的公式n=Vor/(Vd+Vout),再加上公式Vor=Vin*Dmax/(1-Dmax)确定Vor。

之前的参数是按Dmax=0.45设计的,建议占空比取0.7以上。

调小占空比就可以了。

2018/12/24 13:42:27
12
stephon
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LV4
连长

-您这个Vin是根据最小输入算的吗?我根据12v输入算的Vor=Vin*Dmax/(1-Dmax)=12*0.45/0.55=9.8

此时NP/Ns=n=Vor/(Vd+Vout)=0.01

-如果vin是24v   Vor=Vin*Dmax/(1-Dmax)=24*0.45/0.55=19.6

此时NP/Ns=n=Vor/(Vd+Vout)=0.02

怎么跟您算的结果不一样呢?

-求最大占空比不是要根据最小输入电压算的吗。

2018/12/24 14:16:24
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boy59[版主]
电源币:842 | 积分:118 主题帖:59 | 回复帖:295
LV9
军长

看你前文有提到输出三个333V串联,我是按Vout=333V设计的,如果按1000V设计跟你的结果一样。

按Dmax=0.45、Vout=1000V计算输出二极管反向耐压要3400V左右。

2018/12/24 14:33:41
14
stephon
电源币:0 | 积分:5 主题帖:5 | 回复帖:0
LV4
连长

对的,老师。是这样的我是先算单个输出的1000v。计算出最大占空比和确定下来原副边的电感量 ,算出满载时占空比。

然后,根据单个输出的参数。确定三个输出的匝比(比如单个输出匝比1:30的话  三个输出匝比可能是1:10:10:10吧  根据仿真结果调整)。

如果考虑三个输出时输出二极管选用1200v的。实际加在二极管上的电压不超过450v的话,应该怎么考虑呢?

如果先算单输出的话,我应该怎么算呢。我有点不会算了。

2018/12/24 15:09:59
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boy59[版主]
电源币:842 | 积分:118 主题帖:59 | 回复帖:295
LV9
军长
输出二极管反向耐压公式为Vout+Vinmax/n,再结合之前的几个公式就可以了。
2018/12/24 16:08:34
16
stephon
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连长

老师,我根据您给的提示又计算了一下过程您给看看:

Vin.min=12V      Vout=1000V/30mA     取Vor=20V

有 Dmax=20/20+12=0.625  Ton=12.5us   设效率0.8 工作模式DCM  有Krp=1

原边平均电流  Iav=功率/效率*最小输入电压=30/0.8*12=3.125A

原边峰值电流  Ipk=Iav*Ton/(1-0.5Krp)Dmax=10A

原边电感      Lp=输入最小电压*mos开通时间/峰值电流=12*12.5us/10A=15uh

匝比          n=Np/Ns=Vor/Vout+Vd=20/1000+0.7=0.02

副边电感      Ls=Lp/n*n=15uh/0.0004=37500uh

2018/12/24 16:11:55
17
stephon
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LV4
连长
输出的电流电压稍微有点偏大,原边峰值电流跟计算的一模一样。
2018/12/24 16:31:11
18
boy59[版主]
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LV9
军长
说明目前的这个系统效率要高于0.8,计算时把效率值提高一些估计就可以得到正好1000V的输出电压了。
2018/12/24 16:46:22
19
stephon
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LV4
连长

嗯,好嘞。老师我再叨扰您一下,您别嫌烦哈

如果,我做三个输出一共1000V的话(各输出参数一样)。电路图要怎样画。

我画成下图输出的波形不对(参数我随便取的)。您给看看

2018/12/24 17:04:58
20
boy59[版主]
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LV9
军长
这用的是理想变压器,理想变压器要并联一个励磁电感Lm,串联一个漏感Lr来模拟实际变压器。
2018/12/24 18:08:02
21
stephon
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LV4
连长

后面输出部分有问题吗?

那我用这个变压器是不是就不用并联一个励磁电感Lm了?

2018/12/24 18:45:20
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boy59[版主]
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LV9
军长
后面电路没问题,换这个变压器就不用并联励磁电感Lm了(Lm=Lp)。
2018/12/24 18:49:42
23
stephon
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连长

好嘞,真是太谢谢您了。

再问您一个问题,我做的这个变换器在dcm中占空比超过0.5没有什么问题吧,我知道在ccm中占空比超过0.5要加斜坡补偿。

2018/12/24 18:59:49
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boy59[版主]
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LV9
军长
没问题的,就是占空比越大输出二极管的峰值电流越大,电源设计就是个折中的艺术,需要自己斟酌一下。
2018/12/24 20:18:20
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stephon
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连长

嗯嗯,知道了

2018/12/26 18:42:15
26
stephon
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连长

老师您好。我又来请教了

我还是做三个输出加起来1000v的反激。在DCM中输出的原副边电流波形怎么看起来像是CCM的波形?您看看。

2.开关管两端电压波形在开通期间怎么怎么从零开始慢慢上升?开通尖峰还挺大的(我漏感取原边电感的1%  即0.15uh)

3.RCD吸收电容波形是这样的。

2018/12/26 18:45:20
27
stephon
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LV4
连长

难道是因为我计算单个输出1000v的时候是算成临界模式的了(T=TON+Toff)?

这是单个输出的原副边电流波形:

2018/12/27 10:13:20
28
boy59[版主]
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LV9
军长

我也做了下仿真,没发现什么问题

仿真参数是参照16楼的设置的。

2018/12/27 10:35:26
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stephon
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连长

老师,rcd吸收电容电压理论上是不是超过反射电压的1.3倍吗就行,上限有要求吗?

您这个副边单个电感量是 单个输出1000v的的1/3吗(在图中看不出来)?不考虑副边各电感耦合吗?

看原边Lp电流是连续模式的,可是之前算的是按断续模式算的。如果是连续模式的那最大占空比是0.58的话,要加斜坡补偿吧。

2018/12/27 12:01:20
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boy59[版主]
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LV9
军长

上限没要求,高了选用的MOS管耐压也会随着升高。

用理想变压器这样设计就可以,用匝比平方折算副边电感,如果考虑副边耦合问题加点漏感就可以对这个仿真影响不大(三路负载相同交叉调整率问题可以忽略)。

我做的仿真是断续模式的或者临界模式左右,占空比大于0.5也不用加斜坡补偿的,因为你这个是电压控制模式。

2018/12/27 12:59:15
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stephon
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连长

老师,您是怎么确定这个是电压控制还是电流控制呢,我指导老师是让用峰值电流控制,比较简单。

我这个以后要做实验,到时候肯定还有要请教您的,您到时候多给学生讲讲

2018/12/27 13:22:05
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boy59[版主]
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LV9
军长

其一电流模式需要对电流进行采样,这个电路中既没采样电阻也没电流互感器;其二你做的仿真有进入连续模式占空比也大于0.5但是并没有发生次谐波震荡,如果是电流模式没加斜坡补偿的一定会发生震荡的。

有指导老师为什么不直接请教呢?我只能算业余的……

2018/12/27 18:35:19
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stephon
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连长

嗯嗯嗯,我做这个仿真是先把匝比,开关管,输出二极管的各个参数定下来。加上控制电路的话是要直接做实验。

如果做实验的话,好像控制电路是最难调试的。

我老师平时不怎么见着人,我基本上都是自学,而且老师是做理论多一点的,反激式的各种实验做得少

2018/12/28 19:01:55
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stephon
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LV4
连长

老师,我想用uc3844这个芯片,本来这个高压多路输出的控制电路这块是最难调试的部分,

因为这个芯片我这边有成熟的调试经验,占空比高于0.5的话,就不能用这个芯片了。

所以,12v输入 我把最大占空比缩小到0.45。反射电压改为10v。计算后原边Lp=7.8uh

Np/Ns=10/1000+2.1=0.01  

仿真结果是这样的,我不知道问题出在哪里,

在请您帮我看看:

2018/12/29 10:49:35
35
boy59[版主]
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LV9
军长
漏感太大了,l3=6uH接近7.8uH了。
2018/12/29 13:02:52
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stephon
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连长

嗯嗯是,漏感确实太大了,我老师说变压器自己绕,漏感就是5~6uh 根本控制不到1%。

我今天又仿了几组发现,最大占空比必须超过50%,要不然电压电流达不到要求。

2018/12/29 17:24:10
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boy59[版主]
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LV9
军长
占空比大于50%也没关系加个斜坡补偿,环路控制并没有想象中那么可怕……
2019/01/02 13:36:15
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stephon
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连长

老师,我有一个问题想了好久没想出来结果,在这儿问问您

反激式电路在占空比一定的情况下,为了输出达到高压状态,可以通过改变匝比

可是,改变匝比之后,实际的副边反射到原边的反射电压不就增大了吗?反射电压增大

占空比不就应该增大吗?

2019/01/02 15:59:12
39
boy59[版主]
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LV9
军长
把这个前后顺序换一下,首先占空比一定反射电压也就定了(Don=Vor/(Vor+Vin)非断续模式下),反射电压定了输出电压就由匝比决定Vo=Vor/n(n=Np/Ns)。
2019/01/02 19:24:00
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stephon
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LV4
连长

嗯老师我明白了 谢谢您。可是我实际仿真的时候占空比定了之后,

比如在12v输入1000v输出时,在我设定最大占空比0.45【现在不是非纠结要占空比0.5以下,

我就是为了做0.5以下和0.5以上输出的结果作对比用的】

反射电压10v。算出Lp=7.8uh  Np/Ns=0.01

由此仿真出的结果就是达不到要求,电压上不去。您给看看。

在最大占空比0.45的情况下,我改变匝比到1:300还是达不到要求。

2019/01/02 19:51:24
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boy59[版主]
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LV9
军长
因为我们采用的公式都是没考虑漏感的,这个仿真中的漏感大到不能忽略了,受漏感影响输出电压约为1000*7.8/(7.8+5)=609V。
2019/01/03 09:37:52
42
stephon
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LV4
连长

老师,您说的真对。我把漏感去掉再仿真,就能达到输出要求了。

老师 这个式子是怎么得来的呢 。如果我们考虑漏感的话,应该用什么公式比较准确。

2019/01/03 11:40:02
43
boy59[版主]
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LV9
军长
将输入电压Vin换成Vin*Lp/(Lp+Lr)再代入之前的公式试试
2019/01/03 13:24:18
44
stephon
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LV4
连长

老师是求占空比Don=Vor/(Vor+Vin)这个Vin吗。

您这里面的Vin*Lp/(Lp+Lr) Lr是什么参数呢。

2019/01/03 13:35:32
45
boy59[版主]
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LV9
军长
所有的Vin包括计算电感Lp所用到的Vin,Lr是漏感。
2019/01/03 13:56:24
46
stephon
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LV4
连长
谢谢您!
2019/01/04 11:14:20
47
stephon
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LV4
连长

老师您说的这个公式代入前面的公式中,我想了一段时间有点想不明白,

算平均电流Iav=输出功率/(效率*Vin)这时候原边电感量是不知道的。怎么代入呢?

2019/01/05 17:33:37
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boy59[版主]
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LV9
军长
算平均电流的公式不改Vin改效率也可以,比如把效率改成0.6……
2019/01/06 08:56:18
49
stephon
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LV4
连长

好嘞,明白了。谢谢您了老师这个漏感 不能用rcd吸收完全吗

我把C值改到几十n,R值改到100k。仿真是出来都是开关管尖峰很大。

老师,还有就是计算Lp=Vin*Ton/Ipk。而且用Vin*Lp/(Lp+Lr)得出的输入电压更小了,

相比之下漏感一定时占得比重更大了,对输出的影响不应该更大吗?

2019/01/07 09:03:20
50
boy59[版主]
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LV9
军长

因为你这个变压器漏感很大(先不讨论是否合理的问题),RCD电路的吸收功率跟输出功率已经相近了(20~30W),吸收电阻只能用几百欧甚至几十欧。

在Ton阶段要考虑漏感的分压作用,用之前公式计算的实为漏感和初级电感的串联:Lp+Lr=Vin*Ton/Ipk,或者整理成Lp=Lp/(Lp+Lr)*Vin*Ton/Ipk。

2019/01/07 14:07:57
51
stephon
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LV4
连长
老师,您说的很详细 通俗易懂,真是太谢谢您了。
2019/01/08 08:46:46
52
stephon
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LV4
连长
老师,您对双管反激有研究吗?变压器计算方式是不是很不一样。
2019/01/08 09:55:29
53
boy59[版主]
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LV9
军长
计算方法差不多,双管反激Vds电压受输入电压Vin的钳位(设置反射电压Vor时需要考虑),单管反激没这个限制。
2019/01/08 11:16:43
54
stephon
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LV4
连长
老师,这个您能给详细讲一下吗?
2019/01/08 11:35:29
55
boy59[版主]
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军长
通俗的讲,单管反激只要MOS管的耐压够高没什么限制,双管反激占空比不能大于50%。
2019/01/08 13:39:17
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stephon
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LV4
连长

嗯嗯,老师我知道双管反激占空比不能超过0.5。

我就是之前仿真单管反激,发现rcd消耗能量太大了,效率太低。

 然后想试试双管反激,在占空比0.45情况下,如果 按照单管反激计算出的原边电感7.8uh和5uh漏感

来仿真,不带漏感时输出1000v,带漏感就和单端一样了。没有rcd吸收损耗了,可是漏感太大对输出

影响还是大。

 双管反激除了占空比限制在0.5以下,其他的公式照以前计算的就行吧。

2019/01/08 14:10:57
57
boy59[版主]
电源币:842 | 积分:118 主题帖:59 | 回复帖:295
LV9
军长
二者特性差不多计算公式也一样,双管反激效率会高一些(对漏感理论上的无损吸收)。
2019/01/08 20:41:57
58
stephon
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LV4
连长

老师,双管反激漏感,不消耗能量 会送回输入侧,但是漏感偏大,还是和单管一样对输出电压有影响。

单管反激可以增大占空比到0.5以上,但是双管反激就不行了。除了降低漏感,没有别的方法了吗?毕竟现在这个变压器

没做出来之前,我们也不知道漏感究竟有多大。如果PCB板子处理不当的话,漏感可能更大。

2019/01/09 08:57:37
59
boy59[版主]
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LV9
军长
最好还是在变压器上想办法来降低漏感,比如匝数少的初级用多股细线替代单股导线并尽量铺满一层,或者换种拓扑比如有源钳位反激。
2019/01/09 09:04:52
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stephon
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老师,如果定下选用双管反激,漏感大除了对输出电压有影响外,因为漏感能量又送回输出侧,对电源效率有影响吗?我考虑原边电感就用这个公式就行吧,Lp+Lr=Vin*Ton/Ipk。

2019/01/09 09:16:58
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boy59[版主]
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军长
有些影响,按之前的仿真这部分损耗大概为峰值10A的电流(三角波)流经初级绕组及两个二极管的损耗。
2019/01/09 09:28:47
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stephon
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但是,不会像之前rcd吸收有20w的损耗那么大了吧,有损耗也仅仅是两个二极管在mos管关断时候的导通损耗吧 老师。(这个排版设计有点不太友好啊)
2019/01/09 09:36:45
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boy59[版主]
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军长
楼层拉回来,损耗比起RCD吸收会有所改善。
2019/01/09 09:56:41
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stephon
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嗯嗯,谢谢您啦,我再仿真看看。有的人说单管和双管的区别很大,区别不就是在漏感的处理方式的不同么,单管反激需要考虑mos管应力,双管的mos管应力就是输入电压。

单管占空比在输出高压的情况中可以增大到0.5以上。双管的不能到0.5以上。可是在开关管关断后,原边电感电压电流方向还是正向的 不存在 磁芯复位的情况吧,

难道是电感的伏秒平衡,ΔVon·Ton=ΔVoff·Toff。

您能给学生讲讲您的思路吗

2019/01/09 10:10:27
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boy59[版主]
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军长

是的,双管的占空比不能大于0.5就是因为电感伏秒不平衡磁芯不能复位导致饱和。

伏秒平衡公式:Vin*Ton=Vor*Toff,对于单管反射电压Vor可以任意,对于双管反射电压Vor最大被钳位在Vin。

公式变换一下得Don=Vor/(Vin+Vor),因Vor小于等于Vin所以Don小于等于0.5否则伏秒不平衡。

2019/01/09 10:18:09
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stephon
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我刚才仿真结果看使用这个公式Lp+Lr=Vin*Ton/Ipk。漏感对输出的影响还是蛮大的,没办法了 就还有一条路走就是 增大输入电压来增大反射电压吧。
2019/01/09 10:36:37
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boy59[版主]
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军长
还有一种两级方案不知能否接受,譬如12V—100V,100V—1000V,常规变压器常规设计既可。
2019/03/12 09:08:48
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stephon
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老师,我最近又看了一些东西,我发现如果设计的双管反激变换器一直工作在断续模式,

就不用考虑占空比超不超过0.5的问题,而且 应该还要考虑开关管关断后,

次级电感电流下降到零以后次级滤波电感放电的时间吧,即T=Ton+Toff+Td。

2019/03/13 08:42:23
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boy59[版主]
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军长

双管反激DCM模式占空比也不能>50%,对于普通反激反射电压Vor可任意,对于双反激反射电压Vor只能≤Vin,最大占空比Dmax=Vor/(Vor+Vin)≤0.5。

次级滤波电感是指次级加了LC滤波电路?

2019/03/13 09:21:48
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stephon
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是电流断续阶段电容对负载放电,

对于双管反激我有一个公式不太懂,关于最大占空比确定的公式,您帮我看看

(Vi-nVo)*(1-D)T/Llk ≥ Vi*DT/(Llk+Li)

2019/03/13 11:51:51
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boy59[版主]
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军长
这个公式应该是从漏感的角度考虑的,保证每个开关周期漏感能量都能释放完。这个公式在Vor接近Vi和漏感比较大时比较有用,个人认为双管反激综合此公式和69楼的公式更为妥当(69楼公式需做修正将漏感也考虑进去)。
2019/03/26 13:48:19
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stephon
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老师,我想问您一下我做这个1000V左右的小功率高压输出电源的应用方向是怎么样的,您有了解吗?

因为要写毕业论文,是在是在网上搜不着相关的信息

2019/03/26 13:58:19
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stephon
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l老师,再问您个工程上的问题,我画到原理图部分发现反馈这一块,我如果用TL431和PC817

上拉电阻R502和R504 会消耗比较大的功率,整个电源的效率会非常低,您有什么好的建议吗?

麻烦您给指导指导,谢谢您了

2019/03/27 08:51:16
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boy59[版主]
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军长
我可能会采用原边反馈或增加一个辅助绕组单独为光耦和431供电。
2019/03/27 13:00:36
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stephon
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好嘞,谢谢您。

 那控制芯片UC3842供电采用输入电压供电,这样的话损耗也会很大的吧。

而且,UC3842的启动电流和稳定电流都是毫安级的非常小,这也是个问题吧。

2019/03/28 08:38:46
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boy59[版主]
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军长
一般反激电源IC供电也都是由辅助绕组提供的,启动电流一般取自输入电压(串联几个大电阻),可以参考一下其他人的设计。
2019/04/10 15:53:10
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stephon
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老师,我最近发现一个现象,不知道怎么解释。我们都知道反激式的输出电容是储能作用,像我仿真的1000v/4路输出,因为是高压小电流

不要太大容量的电容,我用不同容值得输出电容去仿真的时候发现容值越大,电源启动的时候mos管上的波形震荡越厉害,这是因为电源在启动时

对输出电容充、放电引起的 吗?   单管反激。

参数一:输出电容4.7uf,rcd的Rc5k,Cc10n(从上到下是输出二极管波形、rcd吸收电容波形、mos管波形

参数二:输出电容1uf,rcd的Rc5k,Cc10n(从上到下是输出二极管波形、mos管波形、rcd吸收电容波形)

参数三:输出电容0.1uf,rcd的Rc5k,Cc10n(从上到下是输出二极管波形、mos管波形、rcd吸收电容波形)

2019/04/10 15:57:00
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stephon
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我最后又拿实际的高压输入低压输出的变换器测漏感发现,原边漏感大副边漏感小,那我这个应该要反过来。
2019/04/12 08:44:37
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boy59[版主]
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军长
漏感要按百分比算,匝数多一侧的感量大漏感量也大。
2019/04/12 08:42:57
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军长
是跟输出电容的充放电有关,你可以看一下电感电流波形,输出电容大上电时电感电流(原边电流)也会比较大。
2019/04/12 09:57:26
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stephon
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您说的对,在电源启动开始时原边电流峰值能达到20到25安培!

还有一个问题在单管反激里,计算rcd的参数我在精通开关电源第二版里找到的计算参数,仿真出来吸收电容波形不平稳,mos尖峰也挺大的。

漏感=2uh,Cc=10nf,R=2k      吸收电容C上的电压:

2019/04/13 10:24:49
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boy59[版主]
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军长
仿真的原因不详,RCD的参数可以在理论的基础上上机实调。漏感测不准、MOS管结电容、二极管反向恢复速度等因素都会影响到理论计算,精通作者也是给理论计算的基础上加了修正参数,不同系统这个修改参数也是不一样的。
2019/04/14 08:59:58
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stephon
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好的 谢谢老师解答 ,rcd上的吸收电容C是不是在合理范围上越大c两边的电压波形越平稳?我仿真的时候越大波形振幅越大。

2019/04/14 10:02:32
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boy59[版主]
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军长
恰当的吸收电容会得到最理想的效率,一般情况这个电容C越大越好(不考虑成本的前提)。
2019/04/14 13:26:34
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stephon
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老师,我看到有很多地方说rcd吸收电路和rcd钳位电路虽然电路相同,但是不是一回事,rcd吸收电路的吸收电容里的能量在一个周期要在r上消耗掉。电容和电阻的值不会太大,我不太明白,rcd钳位电路是什么作用,是钳的谁的位? 根本作用也是为了限制mos管的尖峰电压吗?希望老师您给讲讲!

2019/04/14 15:36:04
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boy59[版主]
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这个不清楚了,我以为他们是一样的。
2019/04/17 10:39:58
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stephon
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好嘞,谢谢老师。
2019/04/26 10:05:14
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stephon
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老师这个问题困扰我很长时间了之前问过您 ,  您好像没看到  我想再请教您一下,我计算单管反激时 ,若开关频率是50kHz  T=20us。在DCM模式 设输入电压24v  反射电压 30v,计算出最大占空比0.56 ,开关管导通时间=0.56*20us。那么原边开关管导通时间加上 副边输出二极管导通时间就等于 一个周期,没有了输出电容向负载放电的过程,这样的计算是不是在BCM临界模式啊;我看有的计算DCM模式下 原边开关管导通时间+副边输出二极管导通时间=0.8T,留下0.2T让输出电容放电。是不是这样呢?恳请解答万分感谢!

2019/04/29 16:34:09
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boy59[版主]
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不是这样的,反激电源的输入、输出电流都是断续模式,即便电感工作与CCM模式。

对于变压器Ton时间段电流走初级实现储能次级没有电流,此时间段输出电压的稳定是靠电容放电来维持的。

2019/04/30 10:25:47
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stephon
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那这样的话,初级电流开通时不是从零开始上升吧。我给您看一下我重新算后仿真的对比吧。
2019/04/30 10:27:48
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stephon
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这是我按Ton+Toff=T时(就是按之前的公式算的),的原副边电流波形和开关管电压波形。

2019/04/30 10:32:24
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stephon
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这是Ton+Toff=0.8T的波形:

2019/04/30 10:34:51
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stephon
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明显可以看到次级绕组电流有个为零的时间的。此时原边mos管没有反射电压上只有输入电压。这样不才是真正的断续模式吗?

2019/04/30 11:10:13
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boy59[版主]
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不论哪种模式,Ton时间内次级绕组电流都为零此时的副边二极管是截止的不存在整周期导通。你可以再把输出电容的电流放上去一起对比就会比较清楚了。
2019/04/30 14:55:55
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stephon
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老师您说的对 我能理解。 反激拓扑特点原边开关管导通时储能,关断时能量转移到副边。

2019/05/05 09:40:40
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stephon
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您看这样行吗?(够五匝吧  是不是还多小半匝?)

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