同步整流的控制大概有自驱、基于漏源电压、基于伏秒平衡及自适应控制几种，每种控制法都有各自的优缺点，伏秒平衡控制法主要是在CCM模式及动态伏秒不平衡时存在一些问题，这里就准备探讨和解决这些问题并尝试DIY一款基于伏秒平衡原理的同步整流控制电路。

先以隔离反激同步整流为讨论目标，反激的储能电感就是变压器本身其波形特性如下：

                                                   图1-3 反激输出二极管Vf+端波形

仿真参数：变压器匝比n=6.5:1，输入电压100V 、输出电压12V、二极管导通压降0.7V、开关频率60kHz。

上述波形中的Vf+是图1中输出二极管的阳极波形，在Ton时刻受输出电压钳位Vf+=12+0.7=12.7V ，在Toff时刻输入电压通过变压器折算到次边Vf+=-100/6.5=-15.38V (因漏感的分压作用实际仿真值为-14.92V)。这个Vf+近似的反映了电感两端的电压变化情况，因而可以用此电压来构建和模拟伏秒平衡时的电流状态，从而实现对电流的预判断。

模拟电感电流可以用一个积分电路来实现，积分电路还可以平滑掉高频震荡波提高电路的抗干扰能力，这里采用简单的RC电路来实现积分功能。

                                   图1-4 用RC积分电路实现电感电流模拟

用仿真来验证上述RC积分电路对电感电流的模拟效果：

                                                 图1-5 电感电流与模拟电感电流对比

图1-5中模拟的电感电流与实际电感电流是一种镜像且存在一直流偏差的关系，直流偏差对于伏秒平衡应用几乎没有影响，经相关处理后这个模拟出来的电感电流就可以为我们所用了，通过预判断来进行延迟开启及提前关断等操作。

图1-5中的模拟电感电流是一种镜像的交流信号处理起来有些麻烦，所以把积分电路变换成另一种形式。

                                   图1-6  RC积分电路 2

同步整流是对开关管进行操作时间为nS级的所以控制电路中没有采用运算放大器都只是高速比较器，镜像操作如上图将积分电阻、电容互换位置即可。不过这种操作后参考点变成了Vout，通过二极管D5钳位。

另外初步将同步整流管放置在低边，这样驱动会简单些不过EMI共模噪音会差些。

稳态时同步整流驱动信号Qr的产生可分下面两部分：

一、      延迟开启

图1-6中的输出二极管阴极Vf-端的信号和初级MOS驱动信号Q近似同步

                                         图1-7 输出二极管阴极Vf-信号

以Vf-信号为参考增加一小段延迟（死区时间）就可以得到延迟开启的Qr信号。

二、      提前关闭

通过比较模拟的电感电流信号V_inductor和输出Vout信号来实现提前关闭同步信号的功能。

综合一、二两点得出稳态CCM模式时的同步驱动Qr信号如下：

                               图1-8 稳态CCM模式Qr信号及产生电路

断续模式时电感电流波形会有些震荡，调整一下上述电路的电阻参数即可解决。

                                          图1-9 稳态DCM模式Qr信号

动态时伏秒“不平衡“，针对这种基于伏秒平衡的控制方法要如何改进呢？

反激的伏秒平衡公式为Uin*Ton/Lm =Uo*Toff/Lm简化后Uin*Don =Uo*Doff，最后推出Uo=Uin*Don/(1-Don)（在BCM或CCM模式下）。

在电源刚上电时，输出电压Uo从零开始逐渐上升至设定电压值，这个过程中若要维持伏秒平衡则Toff的时间将远大于开关周期，对于定频控制模式这是无法实现的所以在此阶段伏秒无法满足平衡。

                                              图2-1 上电伏秒不平衡波形

上图中由于伏秒不平衡电感电流要比稳态时的高（电路有做限流处理），模拟电感电流也超出了n_vo信号的范围，同步信号Qr失控。图中的tsr信号表Q同Qr信号相与的操作，用来检验原边及同步信号是否同时导通，正常情况tsr信号应恒为低电平。