【DIY大赛】 探讨一种利用漏感储能的正反激电路

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这个不是我之前跟你讨论过的么？

并且别的公司已经有产品了！

漏感作为续流电感，这想法非常好

愿闻其祥

以前探讨的是有源钳位型的正反激，这个电路不用钳位电容，是比较正统的正激+反激结构。

是哪家的产品给介绍一下？ 如果是一样的电路就可以少走弯路了

想要利用漏感就要为漏感电流设计一条通道，比如LLC电路、有源钳位电路、双管电路等，这里要探讨的是后一种硬开关双管电路。

常见的双管电路有双管正激、双管反激，这里的电路将由双管反激展开…

                                                           图1-1-1 双管反激电路

双管反激和普通的反激电路原理是一样的，区别是双管反激为漏感提供了通道可以实现漏感能量回收。通常在设计反激电源时都忽略了漏感（Lr）的影响或假设漏感很小，因这里的应用要利用漏感储能所以就不能将漏感设计的很小，考虑大漏感的分析过程如下：

静待大师详解。

1、         断续模式：

                                         图1-1-2 双管反激断续模式电流波形

Ton时间段，电感Lr、Lm电流同步增加斜率为Uin/(Lm+Lr)；Toff时间段，励磁电流Ilm的斜率为-Uo/Lm，漏感电流Ilr的斜率为-(Uin-Uo)/Lr。

其中图中的阴影区域为回收电流由漏感造成不能传输到输出端，如果电路是采用的普通RCD吸收这部分能量都将被消耗掉，所以阴影区域越小越好（漏感越小越好）。

2、         连续模式：

                                    图1-1-3 双管反激连续模式电流波形

连续模式可以将波形分为4个区域，区域①漏感电流斜率(Uin+Uo)/Lr，区域②漏感和励磁电感的斜率Uin/(Lm+Lr)，区域③漏感电流斜率-(Uin-Uo)/Lr，区域④励磁电流斜率-Uo/Lm。

连续模式时有个很关键的伏秒平衡方程：

如果忽略漏感Lr上述公式就变成了常见的伏秒平衡公式，注意上述公式中Don2≠Don而是指区域2的占空比。在连续模式占空比不变的条件下，随着负载的加重输出电压降低的问题，除了电路损耗外从上述公式也能体现出来。或者说如果不考虑效率的因素，只有知道了Uin，Uo，Don，Lm，Lr就可以推断出输出负载大小或者是输出功率大小（CCM模式），因为负载变Uo一定变而且他们的关系是唯一的。

根据公式描绘出电流波形并同Saber的仿真结果做对比如下：

                         图1-1-4 双管反激Saber仿真与Mathcad计算对比

上图的对比结果显示上述对电路原理的分析并无太大偏差。

铁城几年前都有想关产品了，效率还不错！200-420输入，输出13.8伏84安，效率93+！

有了电流方程后可以很方便的进行后续分析，下图为等负载增益曲线

                                       图1-1-5 双管反激等负载增益曲线

图中的灰线Ro=R.BCM为临界增益曲线，由于没有对方程进行整理（整理后的方程估计为一元三次方程）而是直接用root工具求解，在自定义取值区间上有些麻烦造成部分曲线出现断线的情况。

设漏感的百分比为k，可以得到不同漏感下的直流增益曲线图：

                                        图1-1-6 不同漏感下的增益曲线

当设漏感Lr=0时计算曲线与理论增益曲线重合。

只需把图1-1-1双管反激电路的变压器输出同名端调换一下就可以变成以漏感为续流电感的双管正激电路。

                                                   图2-1 利用漏感储能的双管正激电路

这种电路的输出侧不需要额外增加续流电感，漏感既为续流电感。初级侧的二极管作为续流二极管，通常应用初级侧都是承受高压小电流所以相对来说效率可能会提高一点。

还是自己测一下吧！

后面是准备实际操作一下做个验证。

漏感续流双管正激电路电流波形如下：

                                                         图2-2 漏感续流双管正激电流波形

区域①漏感电流斜率(Uin-Uo)/Lr；区域②漏感电流斜率-(Uin+Uo)/Lr；区域③漏感、励磁电感斜率-Uin/(Lm+Lr)；区域①、②励磁电感斜率Uo/Lm。

漏感作为续流电感缺点是不能工作在连续模式，因为如果漏感工作在CCM模式励磁电感就没有磁复位的时间，最终会导致变压器饱和。目前还没有想到有什么办法能解决这个问题，如果有那么这种电路将优于普通的正激电路。

其等负载增益曲线如下：

                                      图2-3 漏感续流双管正激等负载增益曲线

其中k=Lr/Lm表示漏感百分比（图中取k=20%）。

从上述对两种电路的分析中可以发现反激电路是利用励磁电感 Lm传递能量，漏感Lr是不利因素；正激电路是利用漏感Lr传递能量，励磁电感Lm是不利因素。如果把两种电路结合起来能否变不利为有利因素？正反激电路就这样产生了。

                                                                    图3-1 双管正反激电路

如上图正反激电路的输出侧同时包含了正激绕组和反激绕组，如果换个角度这种电路同LLC电路非常的相似，特性也比较相似（除软开关特性外）。

两种电路的仿真波形对比如下：

                                                      图3-2 LLC电路与漏感续流正反激电流波形对比

上图电流波形为相同负载、相同输出电压（既相同同输出功率）的条件下获得，由这个电流波形可知这种正反激电路无任何优势……

LLC电路变压器工作于一、三象限，漏感续流正反激电路工作于第一象限，相同输出功率下后者峰值电流为前者的两倍多（正弦波有效值高于三角波）。原本认为漏感续流正反激电路的励磁电感能量可以传递到次级，实际上励磁电流并没有传递过去而是以直流分量的形式存在于初级侧绕组中。

如果将LLC电路的谐振电容用母线电容替代，使开关频率远高于谐振频率也算是一种正反激电路

                                                       图3-3 大谐振电容LLC电路波形

无输出滤波电感的推挽电路、全桥电路也可以实现临界模式正反激效果。

学到不少东西，希望大师能做出产品来验证一下。让我等开下眼界

大师可不敢当，这种电路目前还没发掘出优点有待进一步的研究。

通过之前的分析发现利用变压器的初级侧漏感来实现正反激电路效果一般，或许可以利用次级侧漏感，初级侧漏感更适合在软开关的应用上。

初级侧的漏感也不是一无是处，图1-1-4可见大的漏感可以降低开关导通时的电流上升速度（di/dt）从而有益于CCM模式下输出二极管的反向恢复问题。不过大的漏感会降低电源效率，为解决这一矛盾提出一种兼容CCM和DCM优点的反激电路。

                                            图4-1 兼容 CCM&DCM反激电路

这种电路在以前发过一个仿真帖，经过进一步的分析发现这个电路是非常具有实用价值的，这次准备将其主要特性及设计过程推导出来。

先说说这个电路的优缺点，缺点：

需要两个变压器及两个输出二极管，这其实并不算缺点，假设要设计一个60W的反激电源，可将CCM变压器和二极管设计成55W，将DCM变压器和二极管设计成5W，总功率之和还是60W，理论上成本和体积是不变的。

优点：

同DCM模式一样MOS管零电流开通，输出二极管零电流关断无反向恢复问题；同CCM模式一样峰值电流小电源效率高，兼容二者的优点又近似于普通反激特性。

电路中的两个变压器参数各不相同所以在设计上也与单个变压器的设计略有不同，先采用近似法推导，后面可能会进行精确设计方法的推导（如果有必要）。

变压器的设计是灵活多变的，这里准备采用图解的形式穷其解而后根据需求和应用来选择恰当的参数，先假设工作与CCM模式下的变压器为主变压器1，工作于DCM模式下的变压器为辅助变压器2。

设计参数如下：

Vinmin=100V ，Vinmax=380V，Vout=12V

Pout=72W，fs=60kHz，Vd=0.7V。

第一、 确立反射电压与匝比的关系

对于主变压器1反射电压与匝比的关系如下：

                       图4-2 主变压器反射电压与匝比的关系

对于辅助变压器2 反射电压与匝比的关系如下：

                       图4-3 辅助变压器反射电压与匝比的关系

这里将X轴的坐标换成了两个变压器匝比之比，以主匝比为参考。 

因为两个变压器初级是串联的所以反射电压为二者之和：

                              图4-4 总的反射电压与匝比的关系

图4-4为四条等主匝比（N1=7~4），反射电压与辅助匝比的关系图，如果选用600V开关管并假设漏感吸收及余量预留100V，反射电压应小于600V-100V-Vinmax=120V。图中120V线以下可选的曲线很多，这时需要另一个约束条件——最大占空比选择。

第二、 最大占空比与匝比的关系

最大占空比是以工作在CCM模式的主变压器为参考计算的，实际上工作于DCM模式的辅助变压器会对计算带来一些影响，采用近似计算时忽略了这些影响。

 

                                   图4-3 占空比与匝比的关系

从上图这些曲线中可以选取出最大占空比的范围。像这种全电压范围的占空比大于0.5是比较合适的，但很多资料为了避免采用斜坡补偿都按0.45占空比来设计，这里也暂时先按0.45占空比来设计。

(斜坡补偿设计参考：http://www.dianyuan.com/bbs/2445176.html)

取主匝比N1=5.5，辅助匝比N2=0.935，再回头算反射电压Vor=81.7V。

                                           图4-4 占空比、反射电压与匝比

第三、 电感量设计

主变压器功率与电感量的临界模式曲线如下：

 

                              图4-5 主变压器电感临界曲线

上图中临界曲线以下为CCM模式，这里取感量Lp1=400uH，假设72W功率全由主变压器处理其对应的高压电流纹波系数r=2.026低压电流纹波系数r=0.906。

辅助变压器的电感量设计要满足其始终工作在BCM或DCM模式下，按BCM设计的公式及结果如下：

 

                            图4-6 辅助变压器电感临界曲线

综合上面三个步骤得到两个变压器参数如下：

N1=5.5           Lp1=400uH

N2=0.935        Lp2=41.6uH

Don=0.45        Vor=81.724V

按上述参数用Saber软件进行仿真验证结果如下：

 

                                                 图4-7 电参数设计验证

Vds=Vinmin+Vor=100+81.724=181.7≈182，副变压器电感工作在BCM模式与设计比较接近。

下面用仿真显示这个辅助变压器对初级零电流开、次级零电流关的效果：

 

                                                   图4-8 零电流开关

仿真中辅助变压器采用的电感量为30uH小于临界电感，由于这个电感工作于DCM模式所以MOS管开启时电流是从零逐渐增加的（主变压器电感CCM模式），相应的输出二极管电流逐渐降低至零，这个辅助变压器的电感量决定了电流恢复时间，其感量设计成大于二极管的反向恢复时间即可。

普通反激变压器的漏感相对比较小假设为2%约8uH，仿真结果如下：

 

                                             图4-9 正常小漏感反激波形

上图显示普通反激漏感小电流关断时间短输出二极管反向恢复问题严重，如果加大漏感又会降低效率，所以这种初级DCM&CCM变压器串联的应用能很好的解决这一问题。

将电路中二极管换成反向恢复时间大约200nS的二极管，分别仿真普通的反激和这种初级DCM&CCM串联反激的实际效果：

 

                              图4-10-1 普通反激存在反向恢复问题引发电流尖峰

普通反激由于输出二极管存在反向恢复问题不能立即关断，导致初级MOS管在开通时会产生一个尖峰电流（变压器或其它寄生电容也会有这样的尖峰）。这个尖峰电流会增加MOS管的损耗引起效率下降，另外次级导线不可避免的会存在寄生电感，这个寄生电感和尖峰电流的共同作用下会在次级二极管上产生高压，所以CCM模式还要在二极管上加RC吸收电路。

当采用这种DCM&CCM串联模式时所有的问题都可以解决了。

 

                                       图4-10-2 DCM&CCM无反向恢复问题

通过调整参数发现增大辅助变压器的比重后效果会更好，参数如下：

N1=3.217           Lp1=300uH

N2=3.217           Lp2=142.8uH

Don=0.45           Vor=81.724V

 

                                    图4-11-1 100V输入主、辅变压器同匝比

由于提高了辅助变压器的感量使电流的上升、下降坡度更缓了，对输出二极管的反向恢复时间要求更低了。输出二极管的峰值电流降低了，不过辅助二极管要分摊更多的电流了。

 

                               图4-11-2 380V输入，主、辅变压器同匝比

上图输入电压切换到380V高压后的波形。