同步整流MOSFET关断时，Vor为什么会突然变高？

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继续问？？

SR截止时，上图高出的电压应该是多少V呢？怎么算的？

上图中：VDS=Vdcmax+Vor+Vspike

当SR截止时，Vmdcmax 和 Vspike 都没变，所以只有Vor变了，

而Vor=（Vo+Vds_sr）n ,难道是Vds_sr 变高了？

而如果次级用二极管普通整流则没有这个变高的电压，为什么呢？

这是漏感引起的反峰

还没解决，不能沉，求解......

这个SR关断点的凸起电压应当是次级同步整流MOS管的体二极管压降造成的，次级同步MOS管导通时压降近似为零当同步MOS关断时会有一个0.3-0.7V的体二极管管压降，从初级看输出电压抬高了0.3-0.7V反馈到发射电压上表现为电压抬高0.3-0.7V乘以匝比。

关注一下。。

明白了，感谢版主以及大家的回复.

把次级MOS打开的阈值电压调成毫伏级别就可以去掉这玩意，这样可以提高效率，就像MPS一样，70mV，不过死区时间不调好或者检测不够快容易炸机

不明白，你所指的阈值电压是指VGS还是MOS导通时的压降啊？ MPS又是什么呢？

让MOS始终工作在线性区，沟道不完全打开，不完全导通

方案1. 检测过零点，完全导通，快速开关

这种控制策略比较简单，开通的时候Gate拉高，MOSFET完全导通，关断时检测Vsd，一旦接近0V，迅速关闭MOSFET。以NCP4305D为例，关断阈值为0mV，说明进行关断判断时，直到电流完全降为0V时，才判断电流截止，然后是一个大电流的下拉，尽快关断MOSFET。

这种方式可以正常应用于QR模式，效率高。但应用于定频模式下，会有直通的风险。主要的问题在于MOSFET的关断是一个过程，驱动电流要对MOSFET的结电容进行放电，从开通到完全关断有一个时间差，时间长短与驱动电流和MOSFET的结电容相关。因此如果一旦工作进入CCM模式，当检测到MOSFET电压到0V时，极性已经反转，这时SR MOSFET关断的延时会导致原副边的MOSFET都处于直通的状态，进而导致瞬间极大过流以及器件烧毁。

方案2. 预测开通时间

这种方式是根据变压器源边电感伏秒平衡来预测源边FET开通时间，也就是同步管关断的时间。具体来说是将副边电压通过压控电流源转为电流给电容进行充放电，当电容电压降为0时，判断这时源边FET进行开通，因此关断副边同步管。

这种方式对于DCM或是QR模式都没有问题，但是工作在CCM模式时，如果有动态变化，预测就会失准，导致FET直通。虽然有一些方法来例如根据相邻两个周期时间相近来预测，但对源边控制器又有很大的限制。

方案3. 检测过零点，控制FET工作在线性区

以MP6907为例，FET开通时始终工作在一个VDS被调制的状态。当负向电压低过-30mV时，Gate电压就会被拉低，然后控制负压在-70mV的水平。虽然这在一定程度上可能增加导通损耗，但带来的好处是导通时的驱动电压比较低，关断速度会非常快。当负向电压高于-30mV时，驱动被迅速拉低，MOSFET被关断。这种控制方法与采用何种源边控制方式关系较小，不管是LLC，或是FLYBACK QR, DCM模式都可以很好适应。

除此之外, MP6907还有一个SYNC脚，可以和源边控制器通讯来实现更为可靠的CCM工作。

为了实现轻载高效，满足产品待机功耗的要求，MP6907支持轻载模式，通过外部电阻可以设定开通时间门限TLL，如果同步管开通时间持续低于门限TLL，那么芯片进入轻载模式，关断驱动电压，靠MOSFET体二极管导通。通过检测MOSFET电压也可以退出轻载模式。

得益于MP6907非常宽的供电电压4.2V-35V，MP6907可以无需单独的供电绕组进行高边FET驱动，直接通过二极管从副边绕组供电，如下图。不过在设计时需要确保在母线电压最高时，二次侧的电压不高于35V。

综上所述，MPS的解决方案，对于不同设计指标，不同的源边控制器和控制方式，具有最大程度的适用性。MPS作为同步整流控制器的领导者，从2009年起发布第一颗同步整流控制器，不断完善控制方式和简化外围电路，并推出集成MOSFET的MP6910A，相信工程师们可以在MPS的产品库中选择出适合的芯片。