自制逆变器问题3000W

这个简单呀，直流高压按360-380V算，四个每个是90-95V。驱动板输出PWM占空比应该小于百分之五十。前极要是有稳压设计的话PWM占空比是自动可调的。

第一，不要迷恋什么仿真，你这也不是真实情况的仿真。好多电路就算是通仿真的最后都要实践后通过才是真实的。其实前级高频升压后方波峰值电压很高的，为什么这么说呢？因为直接用灯泡作负载接变压器次级时，虽然亮度跟整流滤波后的亮度差不多，但是在接通或断的一瞬会拉出很长的电弧。一般的表也测量不了，干扰也很大。有时不用接触输出端万用表可以感应到一个量程到顶的交变高压。

第二，400V也行。直流母线上的电压只要是不低于330V以下就可以得到输出220V 的正弦波。为了大电流起动或是抗短时间的过载时电压稳定的需要，一般要有一个冗余电压。当然这个电压不是越高越好，因为会对后级电路元件特别是功率管压力很大。需要提高耐压，但是提高耐压后的功率管，内阻会增加，结电容增大。这样加重了电路的损耗和要改变一些应对的设计。只要前级能提供足够的功率的情况下，直流高压母线电压尽量低些好。有些垃圾的山寨作坊会把变压器变比设计得很大。输出电压也很高，线径用得尽量小。变压的线包与骨架间还有一小半的空余。短时间内看似功率足够，但是带载时间稍长变压器热得就跟电炉一样。

这里说到电压高的话会对mOSFET的应力有很大影响，我也研究过确实会有尖峰存在，现在就是不明白高压侧直流母线电压最大也就达到400V？还是怎么着？下面是前级驱动版的电路图卖家说是12V的要是作为24V用的话怎样修改参数，或者这个原理能不能解释一下什么欠压、过压

温度控制之类的KA7500.pdf

公式应该是有的，牵设的因素也应该很多。与方波的占空比，二极管的管压降，不同型号二极管的效率，不同整流方式等等因素有关吧。

把12V驱动板改为24V的话，主要考虑的是，7500与324 的供电要还是提供12-15V。过欠压的采样端电压参数要作相应改动。

这是根据串联电阻分压公式计算得来的，U=UR1+UR2

UR2=R2*[U/（R1+R2）]

你的分压电阻有三个哪怕四个N个也是一样计算。

我的算法是求出R2占串联电阻总值的比例，与加在电路的电压的乘积就是这个电阻在串联电路中分得的电压。跟这个算法有点不同，应该从上面公式变形可以得到。但结果是一样的。

公式是UR2=R2/（R1+R2）*U

RN1要是在12V时，可以用跳线或是0R电阻。D6应该是一个15V稳压管。当用24V时RN1的阻值与下拉电阻RN2阻值一样，正好按二分之一比例分一半电压后还是12V。

非常感谢您，我也拜读了您写的文章意义很重大!

现在还有一点不明白的是pDF资料中的LM324这几个运放的作用分别是什么？

现在已经很明确的知道左下角那个就是 欠压保护的作用，那所谓的过压保护怎么看不出是哪一个啊，

不知道这个驱动板外部接线是怎样，这几个运相互牵扯不怎么好分析。

我设计的驱动外部接线是1脚空这是温度控制，2脚接蜂鸣器，3脚是蓄电池电压，4脚空这是风扇，5脚直流高压反馈端，6脚接地，7脚12V供电，8、9脚是PWM输出，10脚电流反馈。

这里没有使用温度控制和风扇控制，是因为后级驱动板使用的是EG8010的驱动板，温度和风扇都是在那里控制的。