一个关于瞬态响应的客述处理

     由于没有能通过电话沟通的方式帮助客户找到问题并解决之，到现场查看就成了必要的选择，但这只能是在我回到深圳以后才能进行的了。

     在出发之前，我从公司的内部网上下载了RT8070的规格书，稍加察看，再和客户发给我的原理图进行对比，发现客户的设计和规格书上提供的信息有很大差异的一个地方：补偿电容的值不一样。

     规格书提供的原理图和其中主要元件在不同应用条件下的参数如下图及其表格所示：

     从中可以看到，当输出电压为1.2V和1.5V时，建议的RCOMP/CCOMP组合分别是11kW/560pF和13kW/560pF，但客户的实际设计参数却是12.7kW/0.22mF，而且不同电压输出时所采用的值还是相同的。由于规格书中给出来的参数通常是这个器件在普通应用情况下最佳的选择，所以由此已经可以基本断定客户的所遇到的电压下冲问题是由于补偿不合适造成的了，但仍不足以解释波形图中所看到的所有现象，我指的是其中那个下坠的平台部分仍然没有找到原因所在。

     由于到客户那里大约需要一个小时，所以一上车我就打电话给客户，请他首先将参数修改到规格书中所推荐的值，然后再测量效果并告诉我结果。当终于和客户见面的时候，客户已经修改了其中的一组元件，但测量的工作还没有进行，所以我的工作就首先从检查PCB设计开始，检查当中发现了一些问题，然后花了很多的时间去谈DC/DC的工作原理，并把这些原理引向具体的设计：元件要怎么选择，PCB要如何布局，铜箔要如何布置等等。这些交流都是属于根据临场情况进行的发挥，我们就不去说那些部分了，最后还是要回到我们今天所面对的最重要的问题：消除电压过冲太多的问题。

     通过前面的检查，我们虽然发现了PCB设计上存在的诸多缺陷，尤其是总体布局的不恰当可能造成不同通道之间的相互干扰问题，但仍不妨碍我们继续进行前面已经发现了的问题的改进处理。

在我到达以前，客户已经对一块板子进行了元件修改，但由于该板子并没有搭建起完整的系统，所以我请他另外找来一个完整的系统，以便先看看实际的表现。

     这是一个采用Freescale的4核ARM芯片构成的多媒体系统，他们发现在单核工作与4核工作之间进行切换时，系统很容易死机，请Freescale的工程师帮助检查时，他们发现电源系统的纹波比较大，最大幅度高过200mV，而实际的系统需要纹波低于100mV，这是口头提供的信息。我们将系统连接起来进入实际的工作状态，并用遥控器控制机器使之在单核工作和4核工作之间进行切换，同时用示波器的交流耦合模式在DC/DC的输出电容上进行测试，果然看到4核工作时纹波较大，单核工作时纹波较小，在切换时则可以看到比较明显的电压下冲或上冲现象，但是没有看到早先客户发给我的波形图中所看到的下坠的平台现象。

     我在这里提到了两个概念：纹波和电压上冲或下冲。他们之间到底有什么区别呢？

l关于纹波

有图有真相，我们先上波形

这是从RT8070的规格书中截取下来的一幅图形，VLX对应的是内部开关和电感连接点的电压波形，其高电平部分的电压等于输入电压，低电平的部分对应着比地电位还要低一点的电位。由于电感的另一侧是输出端，那里的电压由输出电容维持着，虽然有所波动（波动情况由图中的VOUT曲线表达，这是交流耦合的信号），但总体上是不变的，所以我们就由电感电流的计算公式  知道电感电流在高电平期间是线性增加的、低电平期间是线性降低的。当电感电流低于负载电流时，负载电流由电感电流和来自电容的电流共同提供，这时候输出电容上的电压就处于下降阶段；当电感电流大于负载电流时，多出的那部分电流就流进电容，电容上的电压就会上升。这两种状态所形成的电压上升和下降就形成了输出端的电压纹波。

在稳定情况下，电感电流的平均值总是等于负载电流的，但电感电流总是以三角波的形式存在，其峰峰值的大小决定于工作频率、电感量、输入电压和输出电压等几个参数，很显然，在一个具体的应用环境中，这里面能够变化的参数只有电感量。电感量越大，电感充放电的过程就越平滑，在输出电容中形成的电压变化也就越小，纹波幅度也就越小。电容的电压是由流进、流出电容的电流累积起来的电荷形成的，其计算公式为  ，很显然，电容越大则同样的流进、流出的电流所形成的电压变化就越小，即纹波越小。

l 关于电压上冲或下冲

在我们前面所面临的情况下，电压的上冲或下冲其实是由负载的突然变化过程形成的。同样的，我们从RT8070的规格书中截取下列图形以显示实相：

上图中的IOUT是指的输出电流，也就是负载电流，它在1A和4A之间跳变，每当这一事件发生时，都可以从输出电压上看到一个下冲或是上冲然后再恢复的过程，而当它稳定的时候，我们都可以看到输出电压是稳定不变的。

我们在前面谈纹波时已经知道电感电流的平均值和负载电流总是相等的，输出电压依靠输出电容里存储的电荷维持输出电压的稳定。当负载电流突然变化时，我们以电流增大为例来说明，由于来自电感的电流是处于稳定的状态，它不能突然增加去满足负载的需要，这时候电容里存储的电荷就会倾巢而出形成电流去满足负载的需要，这就必然使得输出电压出现下坠，也就是前面说的电压下冲。而DC/DC的任务是要为负载提供一个稳定的电压，所以它被设计成一个负反馈系统，当它发现输出电压低于额定电压时，它就会主动调整去增加电流供应以满足稳定电压的需要。

由于电流突然变化的过程通常来说都是很短暂的，DC/DC本身会快速地响应以消除这一变化所带来的影响，所以有一个瞬态的概念被用来表述这一现象，对这一过程的响应则被称为瞬态响应。我们可以从两个角度来看它，一个是深度，一个是速度，深度表现了电压过冲的幅度，速度则是看它用多长的时间被纠正回稳定的状态。

下面我们来看看瞬态过程是如何进行的。

首先看看buck的简化电路图：

当负载电流增加造成输出电压低于设定值时，反馈信号和参考电压的差经误差放大器EA放大以后的误差电压VEA增大，该信号和三角波电压VRAMP经比较后得到的信号d的占空比增加，MOSFET开关导通时间增加，这将导致电感充电时间增加、放电时间减少，因而电感电流会增加以弥补输出电压降低的损失。当增加的电流满足了负载的需求以后，输出电压逐渐恢复到aa正常水平，则反馈电压和参考电压的差值也会逐渐降低，这又会导致占空比降低。这样的过程反复进行，输出电压总会稳定到预期的水平上。

由于负载的变化可能是很随机的，如果每一个变化都在回路的响应中引起一个变化过程，这个系统就可能变得动荡不安。为了解决这个问题，人们就发展出了一堆的控制理论，而在buck的实践中就加入了一些微分环节和积分环节。微分环节的作用是让输出的变化快速的在反馈系统中被感知到，以便尽早作出应对措施，图中CFF所起的作用就是如此；积分环节则是起到稳定器的作用，让回路对于变化的环境不至于太敏感，图中RCOMP和CCOMP就起到这种作用。这种环节所起的作用都被称为补偿，而这些电路也就被称为补偿电路了。

我们在前面的原理图中看到的RT8070的COMP端外接的RC串联电路就是相当于积分环节的补偿电路，客户在实际设计中使用的补偿电容0.22mF比规格书建议的560pF大了很多倍，也就意味着它已经成了一个超级稳定的系统，它对负载的变化是极其不敏感的，所以，当系统内核由单核工作转换到4核工作时，由于负载电流的大大增加了，供电环节却没有紧紧跟上，这就造成了电压的过度下坠，甚至到了长期不能恢复的状态。明白了这一原因，将补偿电容调整到建议值，再根据具体的表现予以微调，系统就被调整到合理的状态了，这时候并不是不再存在由于负载的变化而形成的电压下坠，而是将下坠的程度和恢复的时间调整到了一个可以接受的程度，这次服务也就得到了一个比较完满的结果。

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五、 解决瞬态响应问题的其它办法

我们在此案例中看到的器件是采用电流模式的器件，采用的是一种已经非常成熟了的控制架构，它具有很多特别的优势，例如工作频率恒定、可以与外部时钟同步工作以避免不恰当的频率串扰（这个功能不是每一个器件都具备），但也不得不使用补偿电路，这些补偿电路有的是IC内置的，有的是外置的，无论如何，总得要有才行。将补偿电路内置，好处是用起来简单，但不一定能满足所有应用的需要；补偿电路外置时，电路就会复杂些，但带来很多好处，因为不同的负载特性要求不同的响应特性，面对不同的PCB布局状况和不同的外围元件时也需要不同的补偿来弥补某些不足。

能不能免除那么多的麻烦来完成我们需要的电压转换功能呢？有，COT架构是一个可选项，有了这种架构以后，我们在上面所述的客述问题可能就不会出现了，因为它根本就不需要做补偿调整，它是自动完成这一过程的。COT是“Constant On Time”的缩写形式，意为固定导通时间，下图是它的电路架构框图，图中和C-out串联的电阻是C-out本身的等效串联电阻，不是故意加上去的另外一个电阻喔，画出它来是反映了这种架构对这个电阻的依赖，这也正好是这种架构的问题之一，后面引出的ACOTTM架构可以解决这一问题。

COT架构的核心是其中的单稳态电路，即图中的“One-Shot & blanking”部分，它的输出总是一个固定时间的脉冲并紧接着一个非脉冲期间，触发这个脉冲输出的是比较器“Comparator”，这个比较器只要发现FB电压低于参考电压V-ref，触发就会发生，但不会造成上桥持续导通的状况，因为每个脉冲后面都跟随着一个非脉冲期间，这个时间对于n型MOSFET的上桥是必须的，只是这个时间可以非常短，而这也保证了下一个脉冲可以很快地来到，只要V-FB是低于V-ref的，新的脉冲就可以持续发生。由于持续发生脉冲的过程就是对输出电压低于设定电压的响应过程，所以我们可以知道COT具有极快的瞬态相应过程，通常这个时间在百纳秒量级。

可是这种COT架构也是有缺陷的，上面已经提到的对输出电容的ESR的依赖是个问题，另外还有工作频率变化问题。对ESR的依赖带来的是现在广泛使用的MLCC不能和它在一起实现稳定的工作，频率变化问题则是某些应用中很忌讳的，这种状况很可能带来难以解决的干扰。针对这些缺陷，Richtek的工程师们提出了一种改进型的COT架构，简称为ACOTTM，并且还针对ACOTTM申请了注册商标进行知识产权的保护，又利用这种架构开发了一大批器件去满足应用的需求，它们既有外挂MOSFET的控制器，也有内置MOSFET的转换器，还有各种不同的功能满足不同应用的需要。

你是否想马上知道ACOTTM有什么好？下面的这段翻译自一款ACOTTM器件的规格书中的文字可以帮助到你，其它的我就不多说了，不过比较较真的读者没有必要去找到原文来对照进行阅读，因为我的翻译总是有些夸张的，为了达到我自认为合适的信、达、雅的效果，常常会有自己的发挥，有些内容和原文是不一致的。

COT

任何COT架构的核心都是一个固定导通时间的单稳态单元。在这里，所谓的固定导通时间其实是一个由反馈电压比较器所触发的预先定义好的“固定”时间。这种具有很高鲁棒性的安排具有很高的噪声消除能力，是低占空比应用的理想选择。在每一个固定时间导通状态之后，总是接着一个最小关断时间紧随其后，在这段时间里，电压调节器不用去做出任何的调整决定。这种做法的好处是避免了开关噪声的影响，因为每一次开关动作之后的一段时间里总是跟随着严重的开关噪声。因为没有固定的时钟对操作进行同步控制，当负载发生突变时，转换电路中的上桥开关几乎可以立即打开让电感电流迅速增加以满足负载上突然出现的需要。

传统的电流模式或电压模式的控制架构必须监控反馈电压、电流信号（同时用于电流限制）以及内部的脉动信号和补偿信号来决定何时关闭上桥开关、打开同步续流开关。在进行大电流切换的情形下，开关动作之后的噪声是巨大的，要在这种噪声中准确地获取那么多信号并做出正确的决策是一件非常艰难的事情，这在低占空比应用和板子设计不太理想的情况下就变得尤为严峻。

由于不需要在噪声严重的时间段做出开关切换动作的决策，COT架构就成了低占空比应用和高噪声应用中的首选。然而，传统的COT控制架构仍然因为其内在的某些缺点而不能满足某些应用的需要。例如，很多应用需要使开关电源工作在某些特定的频率范围内以避免和其它敏感电路发生相互干扰，而在纯正的COT控制架构中，由于导通时间是固定的，所以它的开关工作频率就是变化的。在降压型开关转换器中，占空比是与输出电压成正比、与输入电压成反比的，因此，当导通时间固定时，关断时间（紧接着是频率）就必然是变化的，这样才能适应输入电压和输出电压的变化。

现代的伪固定频率COT架构通过让单稳态电路的导通时间正比于输出电压、反比于输入电压，大大提升了COT的性能。在这种方法中，导通时间被选择在和一个理想的固定频率PWM电路处理类似的输入、输出电压条件下的导通时间相当的状态下，这样的结果是性能被大大地改善了，但开关工作频率仍然会随着输入电压和负载的变化而变化，因为来自开关、电感和其他寄生效应的损耗依然在发生影响。

多数COT架构的另外一个问题是他们需要依赖输出电容的较大的ESR来工作，这在遇到使用体积小、成本低但ESR很低的陶瓷电容的时候就不再好用了。这些架构需要利用电感电流流过输出电容的ESR时形成的交流电流信息来运作，这有点像是电流模式的控制系统所做的那样，但陶瓷电容能够提供的电流信息太微弱了，很难让控制回路能够稳定运作，这就像电流模式的控制系统看不到电流信息一样，它失去了路标，虽然清楚自己要去哪里，但却不知道如何迈步。

ACOTTM 控制架构

有很多原因可以导致即便将导通时间正比于输出电压、反比于输入电压也不能得到好的固定频率表现的结果。首先，电流流过MOSFET开关和电感形成的电压降会使得实际的输入电压低于测量出来的输入电压、实际的输出电压高于测量出来的输出电压。当负载变化时，负载电流导致的开关上的电压降会导致开关频率的变化。其次，在轻载情况下，假如电感电流出现负值、同步续流开关关闭和上桥开关导通以容许输入电压出现在开关节点之间的死区时间延长，都会使得有效的导通时间增加并导致开关频率出现明显的下降。

一种降低这些效应的方法是测量实际的开关工作频率并和预定的数据进行比较，其好处是无需测量实际的输出电压，因而省去了一个用于测量输出电压的引线端子。ACOTTM正是采用这种测量实际的开关频率并在反馈回路中调整导通时间的方法来将平均开关工作频率保持在一个预定的范围之内。

为了能和低ESR的陶瓷电容配合起来稳定工作，ACOTTM 在IC内部使用了一个虚拟的电感电流脉动信号，它代替了通常使用的借助输出电容的ESR生成的电感电流信号，这个信号和其他内部补偿举措相结合优化了和低ESR陶瓷电容配合工作时的表现，达成了稳定工作的目的。

ACOTTM单稳态电路的运作

ACOTTM的控制逻辑是非常简单易懂的，反馈电压和虚拟电感电流脉动信号相加以后与参考电压进行比较，当前者的幅度低于后者时，一次单稳态导通过程即被触发（触发信号在经过一个与最短截止时间相等的时间以后即被自动复位），上桥开关打开，输入电压进入开关节点加到电感上，电感电流即线性增加；经过预设的固定导通时间以后，上桥关闭，续流开关打开，电感电流从最高点开始线性降低，与此同时，一个最短截止时间单稳态过程被触发以防止另一次导通过程在开关噪声持续期间立即发生，并使反馈电压和电流感应信号可以被正确地获取。最短截止时间被保持在极短的状态，其典型值为230ns，这样可以保证另一次导通过程可以在需要时被及时启动，以便满足负载的需要。

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