求助：双管反激输出电压不足，百思不得其解。附电路图、检查分析步骤。

问题在于，起动时不断打嗝。分两种情况：

1. 完全空载时起动打嗝

  两路输出都完全不接任何负载。电源两路输出均为 32V，但不断打嗝起动。查得原因是由于没有负载，输出电压过冲后（高于431设定的电压）长时间不能回落，反馈回路使控制芯片长时间处于 0 占空输出状态，因此辅助电源无电压输出而使控制芯片掉电，从而引起打嗝。我想这个情况应该属于正常现象。

2. 有负载时起动打嗝（负载不重）

  仅在其中一路输出上接一个150欧电阻作为负载，假如电源正常，则此电阻应该流过 0.2A 电流，消耗 6.4W 功率。而本电源设计目标功率为 90W，每路输出最大 1.5A。

  但事实上，接上这个电阻后，电源仍然起动打嗝，原因与第一条完全是另一码事。经检查，电源的两路输出和辅助电源输出的电压均极低，辅助电源只有 4V 不到、主输出只有 8V 不到。因为辅助电源不能提供足够电压，造成芯片欠压而打嗝。

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我想知道是什么原因造成输出电压如此低！

检查项目有：

A 芯片振荡正常，输出脉冲频率 75KHz。

B 两功率管的驱动正常。驱动相位是正确的，两管同步开通和关断，上升、下降速度均属正常范围。

C 变压器的各绕组相位正确，波形是正确的反激波形。

D 测量电流传感电阻上的电压波形很好，起动占空比约 40%，最高点电流峰值约 1.25A。

E 由漏感引起的初级绕组反射电压（经D8 D9反馈到主电容）被正确钳位，D8 D9 的导通时间短于 150ns（电流峰值1.2A）。证明此部分能量是很小的，没有造成太多的能量反馈回电源电容。

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好了，经过以上检查，我的疑问是：

功率管开通期间确实是储存了能量（第 D 检查项），而且占空时间是 40%、电流峰值 1.2A，说明储存的能量应该不小。但功率管关断后，释放到次级只有 8V 不到的电压，在 150欧电阻上只流过了 0.05A 的电流。（事实观测反激期间的次级波形，确实只有8V左右的平直波形，而且持续时间比较长，大约 50% 占空比，是 DCM 工作模式）

磁芯中储存的能量那里去了？是根本没有储存足够能量么？电路有问题还是变压器有问题？

我第一次做双管反激。单管反激、单管正激都做过的，基础的东西懂一点，但经验还是不足。谢各位指正指正，感激不尽。

3845是否可以不用斜坡补偿？C29

“经检查，电源的两路输出和辅助电源输出的电压均极低，辅助电源只有 4V 不到、……”——辅电VCC这么低，按理说3845是欠压闭锁的，不会有占空比输出。

就是因为 VCC 的原因才打嗝的。芯片起动前主电容经过 R25 对 C26 充电，达到 8.5V 左右芯片开始输出，由于辅助电源电压不足，C26 的电压逐渐被消耗，当电压下降到 7.4V 左右芯片欠压保护，然后重新开始对 C26 充电。如此重复就形成打嗝。

从 8.5V 下降到 7.4V 这段期间，芯片可输出数百个脉冲，如果电源正常，则此期间辅助电源早就提供了足够的电压给 VCC，就不会发生这情况了。可惜了，辅助电源电压太低，不满足条件。

（补充一下，主电容没有出现在图中，是 33uF/700V 电解电容）

是这样，由于 C22 的存在，MOS 栅极只有 +5V -4V 左右，MOS 开通速度比较慢，波形不好，但主变压器还是有输出的。

基于此情况，我短接了 C22，因此 MOS 栅极没有负压，开通时 +9V 左右。开通速度和关断速度均很好。由于此驱动变压器体积比较大，取消 C22 也没有饱和现象。检查了栅极波形，波顶平直，确实没有驱动变压器磁芯饱和的情况出现。

（补充：MOS 栅极电压很是诡异，芯片输出脉冲电压只有 6V-6.5V 左右，但经过驱动变压器后就变成了 6V-9V 不等，且有时是正负对称波形，有时只有正脉冲波形。）

（眼还是比我手快，）

f 应该是 75K，你用 1K 算是吓唬我呀兄弟，刚一看冷汗都冒出来了。

还可能是其它情况么，请再帮忙看看。

我看错了，104看成Ct了。

使劲地找，我怀疑的电路方面，你都说没问题了，就剩变压器了。Isen_P的1.25A都出来了，波形尚好，只能怀疑变压器了。听听别人怎么说。

 我的想法也倾向这个结论，但问题是我不知道应该怎样改变压器！按照以前的计算方式，反复计算也只能得到相似的变压器结构。最多只能改变一点变比，将次级 8T 改为 10T，辅助 4T 改为 5T。

可是我感觉不像变比的原因造成。

看来要再绕一只一样的先试试是否工艺问题。

另绕了一个变压器，结构没有改变，只是每个步骤都小心校对以免出错。电感量小了一点点，为 1100uH。

装板后结果完全一样的问题！由于没有浸漆，打嗝的声音大了很多。费心机了。

跪求指点迷津。

多谢。我刚找到了问题所在，正如你所说的情况。

多谢 abccba，其实他应该一开始就发现了此问题，只是被我的前提说明给忽悠了。

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我将 Q1 去掉并加上了 RCD 钳位，临时改成了单管反激，并跳过了 EE19 以芯片直推 Q2，电路马上就正常工作了。

在维持单管反激的拓朴下，重新经过 EE19 推动 Q2，立即恢复到原本的打嗝状态。证明是因为经过 EE19 后不能可靠推动功率管而引起此问题。

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我详细对比了直推和经过 EE19 推动两种电路下的波形。经过 EE19 后 MOS 开通延时了大约 250ns，漏极电压总下降时间接近 500ns（已包括开通延时在内），但 MOS 确实是开通了足够长的时间。单从漏电压波形和源电流波形确实不能分析出问题的本质。

我重新查看了 FQP9N90C 的手册，并对比波形，确认了 MOS 可靠开通的栅压不应低于 6V。在栅压低于 4V 时 MOS 不能开通，4V-5.5V 之间通态电阻比较大。从波形看我的电路在起动期间栅压在 5V-6V 之间不断变动，所以应该是栅压不足引起的问题。（芯片直推可一直维持栅压在 6.5V）

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因此我判断将 UC3845 换成 UC3844 应该就能解决问题。待我买到件换上后试一试就可以作出定论。

另外我估计芯片不外加图腾而直接驱动 EE19 应该不是大问题，因为在多个板上应用了这个方法都是正常的。它最多是引起功率管增加点热量，我的散热器足够大，这个不是问题。

用于驱动的脉冲变压器，次级输出可看做是交流，正负压的面积相等，随着占空比变化，正负峰值也发生变化，占空比越大，正峰值越小-负峰值越大。而栅极驱动时，我们希望正峰值稳定以确保安全和可靠，负峰值防范栅源过压击穿。

在想，可否考虑增添元件，改善栅极驱动电路，以弥补正负峰值随占空比变化的不利？

赞成 次级应该改成这样 

有 C22 时驱动变压器工作在交流变压器状态，从我观察的波形来看正如你所说，占空比越大负峰值越大。

但有个怪异的情况，正峰值没变小。无论芯片输出占空比是多少，次级波形总是 50% 占空比的波形，但正脉冲部分是个阶梯波。例如假设芯片输出脉冲占空比为 20%，脉冲电压为 7V，那么次级正脉冲 0-20% 部分电压为 7V、20-50%部分大约 4V、50-100%部分为 -4V。差不多就是这样。

无 C22 时驱动变压器工作在正激变换器状态（双向），次级波形大致与初级相同，关断部分有很小的一个负压。

多谢指点。

这个电路我以前也应用过，它能保证 MOS 快速关断。我想加速电容 C10 可以不要，因为 R30 的作用本身就是用于限制开通速度。

在高频大功率上此电路是必须的，但在小功率应用中我认为没必要。

R25的阻值大了180k左右吧

驱动变压器的电感量要大些，改用磁导率大的磁芯可以降低驱动电流要求。最好用磁环。

驱动变压器的结构对驱动波形的好坏有较大影响，用三明治打法会好些，如：

1/2Np:Ns1//Ns2:1/2Np

不是很明白你的意思。

之前我提到“双向”的意思是：脉冲输出期间芯片侧为初级MOS侧为次级的正激变换；脉冲关断期间MOS侧为初级芯片侧为次级的正激变换。

我的驱动变压器是 1:1:1 ，我希望它输入电压多少伏就输出多少伏。

那么 C10 和 R30 的值应该选择多大呢？

如果 R30 用我电路里的 33 欧，我怕 C10 上存不了多少电压，那它的自举作用就不大了。毕竟初级的隔直电容在脉冲输出期间存不了多少电量，仅稍大于 MOS 的栅电容电量。在脉冲关断期间，这些电量以负脉冲传输到次级，那么 D12 和 R30 组成的负载已经消耗掉大部分这些电量，在 C10 上应该存不了多少。

另外 Q6 应该选择什么型号？Q6 的 E 极直连栅极，中间没有栅电阻，栅电容的电量要全部在 Q6 内消耗掉，如果 Q6 容量太小，我怕它不耐用。