“帮你支招儿”-正激式变换器(正激开关电源)的设计实例

作为c的一个设计实例，下面我们将设计正激式变换器中的变压器。显然，这种变压器也不是用于我们的buck变换器中。现在，我们考虑设计要求：输入电压为直流48V(简便起见，不需要考虑进线电压的波动范围)，输出电压为5V，功率100W，开关频率为250kHz。

容易得到，输出电流为100W／5V=20A。这个电流值是比较大的，为了减少绕组电阻，副边的线圈匝数应该尽量取小。这意味着取变比(原边匝数除以副边匝数)的时候，副边最少匝数取为1。我们来看看变比为整数时会出现什么问题。

1  匝数比=1：1

匝数比=1：1，即原边与副边的匝数相等。当开关导通时，48V输入电压全部加在变压器的原边。同样，副边也得到48V的电压(忽略漏感)，并加于续流二极管两端。实际上，具有低通态电压的肖特基功率二极管其最大阻断电压为45V左右。48V的电路中，至少要采用电压为60V的器件，如果电压有过冲或者输入电压有波动，那么要求采用更高电压的器件。二极管的反向阻断电压越高，其通态电压也越高，变换器的效率将会降低。

在低输出电压的变换器中，整流二极管的通态电压是一个常见的问题。原因很明显：电感中的电流要么流过整流二极管，要么流过续流二极管，无论哪种情况，在二极管中总会产生一个大小为VfI的损耗。二极管的损耗使变换器效率进一步下降。这部分功率不在总功率VoutI之中。解决这个问题的唯一方法是采用同步整流器，但是其驱动非常复杂(同样的道理，当输出Vout降到3.3V，甚至更低时，必须使用同步整流器)。

不管怎么样，对于一个高效率的变换器而言，如果不采用同步整流器，1：1的变压器匝数变比不是一个很好的选择(对我们的例子而言)。

2  匝数比=2：1

这时原边匝数是副边的2倍，所以加在原边的电压为48V，副边和二极管上的电压为24V，可以使用肖特基功率二极管。正激式变换器占空比近似为DC=Vout／Vsec=5V／24V=21％(忽略肖特基功率二极管的通态电压Vf)。变压器原边的峰值电流，即流过开关器件的峰值电流，可以通过本章第一部分介绍的方法计算得到，原边电压升高(副边电压反射到原边)时，电流会降低。所以，如果副边正向二极管上电流为20A，那么流过晶体管的电流为Ipri=20A／2=10A。实际工作中，10A的电流对MOSFET器件来说太高了(250kHz频率时，我们不会采用双极型晶体管)。MOSFET的通态损耗与电流的平方成正比，那么损耗就是100A2×RDS.on×21％。能够承受这么大损耗的MOSFET器件价格很贵。

3  匝数比=3：1

此时副边二极管上的电压仅为48V／3=16V，占空比大约为5V／16V=31％。原边电流为20A／3=7A，此时器件通态损耗只是匝数比为2：1情况下的四分之三，即仅为49A2×R×31％。所有的参数都在设计要求之内。

4  匝数比=4：1

副边二极管上的电压为48V／4=12V，占空比达到了5V／12V=42％，考虑到二极管的通态压降或者原边电压的波动，占空比将达到45％左右，这是UC3845芯片能够提供PWM占空比的极限。所以，从我们所用芯片的最大占空比角度出发，变压器的变比有一个极限的限制。

通过上面的计算比较，我们可以得出结论，3：1的变比符合各种参数要求。所以我们在这个例子中变比选为3：1。

这里我们不再重复磁芯选择的整个繁琐过程，也不再去检查有没有其他更好的磁芯。假设我们已经选定合适的磁芯，并且已经完成了相应的工作，现在我们把工作重点放在设计正激式变压器时遇到的一些新问题上。

我们选择无中心穿孔的RM10磁芯，窗口面积Ae=0.968cm2；选择3F3的材料，其参数为AL=4050nH。原边匝数为3，原边电感量为Lpri=(3匝)2×4050nH=36μH，这使得损耗进一步增加，损耗与I²_RMS成正比，增加比例为(6.686／6.66)2=1.006或0.6％，虽然增加0.6％还是可以接受的，但是如果仔细研究，还可以进一步降低。为了减小激磁电流，我们可以增加原边的电感值，增加原边匝数。但是，为了保持原来的变比，变压器副边的匝数也应该相应增加。

5 匝数比为6：2

选择匝数比为6：2，匝数增加了一倍，原边的电感值扩大了4倍，达到了144μH。这就使得激磁电流峰值变为原来的1／4，即0.4A。0.4A激磁电流引起的总有效值的增加部分可以忽略。