干货 一种新型的热插拔保护电路设计方案分享

热插拔保护电路的设计对于计算机硬盘系统来说是非常重要的，这一电路能够确保硬盘内的重要信息在执行热插拔操作时不至丢失，同时维系整个系统的稳定运行。在今天的文章中，我们将会为各位工程师们分享一种基于TPS2491集成芯片的热插拔保护电路设计方案，该电路的原理图如下图图1所示。

图1 一种24V热插拔保护电路原理设计图

在图1所展示的这一正压为24V的热插拔保护电路原理设计图中，我们所设定的V_IN(MAX)为24V，该电路系统中最大输出电流为1.5A。感应电阻Rs=0.05/（1.2×IMAX），取值33mΩ，I_MAX≈1.5A。外接N沟道MOSFET的V_DS耐压要大于输入电压和瞬态过冲，并要有一定的余量，并且R_DSON(MAX)要满足该公式要求，即：R_DSON(MAX)≤（T_J(MAX)-T_A(MAX)）/（R_θJAXI²_MAX）。其中T^_J(MAX)一般取125℃，热阻R_θJA取决于管子的封装及散热的方式。

按照上述条件要求，在本方案的设计中，我们选取了N沟道MOSFET产品中的AOLL1242作为24V热插拔电路外接MOSFET，其VDS为40V，ID为69A（条件为V_GS=10V），满足设计要求的最大输入电压24V和最大输出电流1.5A，并留有足够的余量，防止瞬态过冲。并且R_DS(on)<5.2mΩ（V_GS=10V），R_DS(on)<7.9mΩ（V_GS=4.5V），R_θJA=50℃/W，在此假设T_A(MAX)=100℃，则R_DS(on)<（T_J(MAX)—T_A(MAX)）/（R_θJAxI²_MAX）=222mΩ。

在本方案的设计中，除了需要选择合适的电定时容并完成设定故障重启间隔定时外，我们还必须满足过载持续定时时间内外接MOSFET的功率耗散，以免造成管子损坏。因此，在本方案中，我们选择CT=0.1μF控制器使能启动电压为1.35V，关闭电压为1.25V。通过设定EN引脚输入电压，可以实现电源输入欠压保护。设计中选择R1=200kΩ，R2=13kΩ，由公式V_IN(ON)=1.35/[R2/（R1+R2）]=22V可知，电源输入电压达到22V时控制器使能启动；由公式V_IN(OFF)=1.25/[R2/（R1+R2）]=20.5V可知，电源输入电压下降到20.5V时控制器进入欠压保护。

在保护功率元件MOSFET的同时，为了能够进一步抑制高频振荡，在本方案中我们所说合计的GATE驱动电阻R5取值10Ω。而为保证PG引脚吸收电流小于2mA，上拉电阻R6取值100kΩ，C1取值0.1μF，D1选择齐纳TVS管SA24AG。本方案的24V电源输入端串接IN5822肖特基二极管D2，以此来防止电源反接。

电路测试验证

在本文中，我们所设计的这一正压为24V的热插拔保护电路在完成基本参数的设计选择后，我们通过在背板结构的数据采集卡上进行应用，并同时开展测试验证。实验过程中，采集卡背板电源总线电压为24V。测试过程中，当数据采集卡无热插拔保护电路时，采集卡插入背板时，背板电源总线波形如图2所示。数据采集卡有热插拔保护电路时，采集卡插入背板时，背板电源总线波形如图3所示，定时电容CT正极波形如图4所示。

图2 无热插拔保护电路背板电源总线波形图

图3 有热插拔保护电路背板电源总线波形图

图4 无热插拔保护电路定时电容CT正极波形图

由上图中图2所提供的波形可以看出，当采集卡无热插拔保护电路，插入带电背板则背板24V电源总线电压有一个6V左右的瞬时（约3ms）跌落。由此可以判断，若负载电容更大，则背板电源总线电压跌落将更大，跌落时间将更长，在这样的电压跌落幅值及时间内，及有可能造成背板上其他正常工作采集卡复位，甚至由于瞬时较大的负载电容充电浪涌电流损坏接口电路。

由图3所提供的热插拔保护电路介入后的波形可以看出，当采集卡有热插拔保护电路，插入带电背板时，背板24V电源总线电压几乎无跌落。同时对比图4所展示的波形图分析可知，在采集卡热插拔时出现了浪涌过流，定时电容CT开始充电，在充电过程中MOSFET栅极驱动电路维持电源输出恒流，由于CT充电未达到4V（约2V）时采集卡负载电容已经充电完成，热插拔控制器即刻取消了限流保护，进入了正常工作状态，控制CT开始放电。因此可得出结论，本文所设计的该种热插拔保护电路对采集卡的保护是有效的。