部分BCM运行模式提高初级端调节反激LED驱动效率

作者，FairchildNingliangMi、RichardChung、LeiHua、XiukuanJing和JasonGuo

本文介绍具有高功率因数（PF）和高工作效率的LED照明应用中，初级端调节（PSR）反激式拓扑的工作原理。文中说明了PSR反激式LED驱动器的基本知识及其优劣势。本文提出一个设计步骤，并进行了详细介绍，帮助工程师实现AC-DCLED驱动器效率、功率因数（PF）、THD及其反激式变压器设计的最佳设计平衡。

本文中介绍的独特PSR反激式设计方法允许驱动器以较低的输入电压部分运行在临界导通模式（BCM）下。因此，驱动器可以实现高效率，同时保持高功率因数和低THD。本文最后还给出一个快速设计实例，进行验证。

LED照明电源要求

作为一种固态光源，发光二级管（LED）具备使用寿命长、功效出色以及环保特性，因此得到了广泛应用。另外，LED技术还提供卓越的灵活性，可控制颜色、照明模式以及灯具自身。目前，LED正在取代现有的照明光源，如白炽灯、荧光灯和HID灯等。

LED的驱动和照明主要需要恒定电流，同时LED镇流器必须维持较高的功率因数。LED镇流器需要高功率因数，因为LED本身就是非线性负载，会导致线路电流谐波。尽管针对固态照明的新能源之星指令要求功率超过3W时功率因数要大于0.9，镇流器输入线路电流谐波还需要满足IEC61000-3-2C类法规的要求。

为了实现IEC61000-3-2C类法规要求，通常在低功率（<25W）LED照明应用中使用具有PFC功能的单级反激式转换器。另外，在各种各样的反激式拓扑中，初级端调节（PSR）反激式是最具成本效益的解决方案。通过使用具有初级端调节的单级拓扑，可以使用少数外部元件和最少的成本实现LED照明电路板。例如，PSR反激不需要大容量输入电容器，也不需要具有次级端调节的反馈电路。图1显示单级PSR反激式LED驱动器电路。

图1.具有高功率因数的单级PSR反激式LED驱动器。

初级端调节反激式

DCM模式

通常来说，首选非连续导通模式（DCM）运行实现初级端调节，因为该模式提供非常精确的输出调节和统一的功率因数。[2]参考2中详细说明了DCM反激式转换器。

为了实现高功率因数和低THD，通常对具有固定开关频率的DCM频率转换器采用恒定导通时间控制。图2显示初级端开关电流、次级端二极管电流和MOSFET开关栅极信号的典型理论波形。

图2.以DCM模式运行的功率因数校正反激式转换器的时序和输入电流波形。

通过恒定导通时间控制，平均输入电流可以用以下方程式表示。

在这里，D是指转换器的开关占空比，而是指反激式变压器的初级端磁化电感。上式表明输入电流波形始终跟随输入电压。因此，转换器实现单位功率因数。

然后，可通过下式计算RMS输入电流：

其中是交流输入电压峰值时MOSFET的关断瞬态电流。

为了保持DCM运行模式，最大占空比D必须满足以下条件：[2]

其中，D≤VRVACPeak+VR

V_R是反射电压，也就是次级二极管导通时叠加在变压器初级端两侧的电压。

通常来说，为了保证反激式转换器在DCM模式下运行以实现一致的功率因数和低THD，使用具有相对较低匝比的变压器。这样的变压器会导致较小的开关占空比，使得通过MOSFET开关和变压器的峰值电流和RMS电流较高，进而产生更多功耗。由于高峰值开关电流，还需要相对较大的EMI滤波器。

BCM模式

临界导通模式（BCM）及其零电压导通开关可以最大程度地减少单级功率因数校正反激式转换器的开关损耗。参考2中详细说明了以BCM模式运行的单级PFC反激式转换器的工作原理。然而，此处需要注意的关于转换器运行的一个关键方面是，与以DMC模式运行的反激式不同，以BCM模式运行的反激式是通过恒定导通时间和可变开关频率控制的。因此，BCM反激式可用于很多需要相对较高PF但不需要低THD（比如低于10%）的应用。图3显示理论初级端开关电流、次级端二极管电流和MOSFET栅极信号。

图3.以BCM模式运行的功率因数校正反激式转换器的时序和输入电流波形。

正如参考2中详细说明的，平均输入电流可以表达为：

RMS输入电流计算公式如下：

除非比例非常小，不然上述输入电流等式的分母会导致电流波形呈现为明显的非正弦，这是让人相当失望的事情。图4显示以R_VR作为参数时BCM反激式的输入电流波形。[2]输入电流波形的谐波分析说明要通过使THD低于10%很难做到。

图4.以RVR作为参数的BCM反激式拓扑输入电流波形。

在转换器开关关断期间，MOSFET两端的最大电压是峰值输入电压加上反射电压V_R。由于MOSFET的电压额定限制，R_VR的可用值对于美国输入电压范围仅限于1，对于欧洲输入电压范围仅限于2至3.对于具有通用输入电压（90至305Vac）的照明应用，为了实现相对较低的THD，必须使用BV_DSS>800V的MOSFET，才能使得比例R_VR足够小。

混合（部分BCM）模式

为了避免使用高电压MOSFET同时保持相对较低的THD和高效率，允许转换器以部分BCM模式运行的混合模式是个不错的选择（图5）。推荐的混合模式减小了通过MOSFET开关和变压器的峰值和RMS电流。其零电压开关还有助于减少最差运行条件下的最大损耗，即最小输入电压和最大负载条件下。此外，当该控制方案是通过具有较高的初级到次级绕组匝比的变压器实现时，输出整流二极管需要的额定电压就会降低。这有助于减少输出二极管的传导损耗和提高系统的整体效率。

（θ1:当反激式工作模式从DCM改为BCM时的相位角。

图5.反激式转换器的混合（部分BCM）模式

在交流线路输入的半个周期内，反激式转换器的初始工作模式是DCM，这种模式下以恒定导通时间和固定开关频率进行开关。当输入电压在半个周期内上升时，放电时间（t_dis）变得越来越长（图5）。当次级二极管导通的结束时间是在初始DCM频率设定的开关周期内时，工作模式从DCM变为BCM。

图5显示该混合（部分BCM）模式的原理。为了确保反激式转换器以混合模式运行，控制器需要检测放电时间（t_dis）。幸运的是，检测电感器电流放电时间是PSR控制器众多独特特性之一。[1]对于具有统一交流输入的反激式驱动器而言，不难理解的是该混合模式仅发生在交流输入电压范围的低端。

图6显示不同运行模式下反激式转换器输入电流波形的可能形状。很明显，就THD性能而言，混合模式比BCM模式要好。

图6.不同运行模式下反激式输入电流波形的形状

平均输入电流可由下列等式表示：

RMS输入电流是：

这里，θ₁是工作模式由DCM变为BCM的角度。确实如此，上述等式适用于所有类型的工作模式。对于DCM运行模式，θ₁等于0.5∏，等式8与等式2完全相同。对于BCM运行模式，θ₁是0，因此等式8相当于等式6。

PSR原理

对于PSR反激式LED驱动器，输出电流的控制是基于MOSFET开关的峰值漏电流（I_pk）和电感电流的放电时间（t_dis）。以FairchildFL7733A控制器为例，图7和8显示该PSR反激式控制器的控制框图。

图7初级端调节的输出电流检测。

图.8.真实电流计算原理。

在稳态下，半个线路周期内，驱动器输出电流与输出二极管的平均电流（I_D）相同。因此，输出电流可由下式表示。

在这里，R_S是电流检测电阻（R_sense，如图1所示），n_ps是反激式变压器的初级到次级匝比，V_CS（θ）是关断瞬态时MOSFET的检测峰值漏电流信号，t_dis（θ）是电感电流的放电时间，而f_s（θ）是输入线路电压相位角下的MOSFET开关频率。在DCM模式下，是固定开关频率，可以简单表示为f_s。在BCM运行模式下，f_s（θ）是相位角（θ）的函数。

在图7中，名称为“TrueCurrentCalculation”的功能框图满足计算。V_CS（θ）*t_dis（θ）*f_s（θ）与计算结果成正比的信号V_PSR发送至误差放大器，与参考电压V_REF进行比较。误差放大器信号V_COMI与锯齿波信号进行比较，以控制MOSFET开关的导通时间。

V_PSR信号可以表达为

根据PSR控制IC处理信号的方式V_CS（θ），t_dis（θ）和f_s（θ）参数可以是{V_CS（θ）*t_dis（θ）*f_s（θ）}的恒定函数或线性函数。对于不同公司提供的不同PSR控制IC，的数学模型可能不同。在大多数情况下，在稳态分析中，可以通过常量对简单建模。

在稳态下，V_PSR（θ）半个交流线路周期内信号的平均电压等于V_ref。

基于等式（9）和（11），输出电流I_out可以表达为：

对于FairchildFL7733APSR控制器，V_ref=2.5V且=10。因此，如参考1所示，输出电流I_out为：

现在可以通过上面等式12对PSR反激式LED驱动器的工作原理简单建模。只要确定了变压器初级到次级匝比n_ps和电流检测电阻R_s，就能精确控制驱动器输出电流I_out。因此，设计具有PFC功能的PSR反激式的实际方法，首先是确定变压器匝比。

然而，n_ps确定非常复杂。选择n_ps必须基于以下因素考虑：

MOSFET额定电压。

MOSFET最大开关占空比。

Flyback转换器运行模式。

反激式变压器初级端磁化电感。

功率因数和THD要求。

整体来说，匝比n_ps是获得高功率因数和高效率PSR反激式LED驱动器最佳设计的关键因素。n_ps的确定可以显著影响所有其他系统参数，并进而影响LED驱动器的整体电气性能和成本。

设计步骤

反激式LED驱动器的变压器匝比

反射电压V_R，以及最大输入电压和因漏电感产生的过冲电压V_OS确定最大漏电压（图9）。因此，一个常见的方法是通过反射电压V_R确定基于MOSFET开关额定电压的最大允许匝比。这样，可以实现相对较大的开关占空比，从而实现最佳的转换器效率。

图9MOSFET漏源极电压波形。

通过设计合理的RCD缓冲电路，过冲电压V_OS大约是反射电压的一半。考虑到MOSFET漏源极击穿电压（通常是BV_DSS的80%）的电压降额因素，我们得到，

然后，可以计算允许的最大匝比如下。

不管是DCM还是BCM运行模式，等式（15）都是计算允许的最大变压器匝比。

下面，我们需要确定DCM模式的匝比限制。LED驱动器RMS输入电流与平均输出电流之间的关系可以表达为等式16。

为了保持DCM运行模式，最大占空比必须满足等式3给出的条件。因此基于等式2、3、4，我们得到

电流检测电阻R_S可以表示为

其中，是最小交流输入电压峰值时的峰值。

根据等式12和18，我们得到

结合等式17和19的结果

在等式20中插入等式16，我们得到：

在最小交流输入电压和最大输出电压和电流的运行条件下，开关电流减小交流输入电压峰值时的最大峰值电压，V_cs信号也是如此。因此，DCM模式的匝比限制，此处称为，可以由以下条件确定。

等式22给出设计以DCM模式运行的反激式驱动器的最大变压器匝比。同时，等式15确定基于MOSFET额定电压允许的最大变压器匝比（不管运行模式如何）。

在的情况下，如果选择高于的匝比，驱动器以混合模式运行。较高的变压器匝比及较大的变压器磁化电感允许使用具有相对较高占空比的MOSFET开关。因此，可以最小化通过MOSFET开关的峰值和RMS电流，进而减少MOSFET的导通损耗。

电感计算

DCM运行电感

对于DCM运行模式，反激式变压器磁化电感的计算相当简单。由于MOSFET最大峰值开关电流发生在最小交流线路电压的峰值时刻，可以通过最小线路输入电压和全负载条件确定电感：

为了保持DCM模式运行，最大占空比必须是[1]

其中，

因此，我们得到

通过等式（16）、（17）和（26），DCM模式的最大允许变压器初级磁化电感可以通过等式27确定。

Lm≤η4Vout*Iout*fs*VACminPeak*nps_DCMmaxVout+VdFwdVACminPeak+nps_DCMmax*Vout+VdFwd2

最小电感要求

最小电感由反激式LED驱动器的总输出功率及最小交流输入电压确定。不难理解反激式驱动器在DCM模式下能够以最小电感运行。一旦选定了匝比（等式15），就确定了电流检测电阻R_s（等式13）。

由于允许的最大V_cs电压受到控制器IC规格[3]的限制，允许通过变压器初级端的最大峰值电流受到限制。因此，为了满足LED负载要求，最小变压器初级磁化电感需要足够大，从而将所需的能量传输到输出。

对于以DCM模式运行的反激式驱动器，我们得到

因此，最小电感必须满足条件

最大电感

通常来说，从效率角度考虑，首选具有最大初级磁化电感的反激式变压器。较大的电感可以设置反激式驱动器以较低的交流输入电压在混合模式下运行。其运行占空比被最大化，因此，可通过稍微牺牲一些THD性能减小峰值和RMS开关电流。因此，可以提高系统整体效率。

当反激式驱动器以混合模式运行时，变压器最大匝比受到开关MOSFET电压应力的限制（等式15），变压器最小匝比受到输出二极管电压应力的限制。根据等式12和18，我们得到

结合等式23，我们得到

对于以混合模式运行的PSR反激式驱动器，其最大运行占空比D_max可以根据其何时进入BCM模式（图5）确定。

因此，最后最大电感可以确定为

Lm≤Vref2GainIC*VACminPeak*npsmaxIout*VCSPeak*fs*VRVACminPeak*Sin（θ1）+VR.

目标θ1=π/4是设计以最小交流输入电压在混合模式下运行的反激式驱动器的不错选择。这会提高低交流输入电压下的反激式效率，同时还会在理想的性能范围内保持PF和THD。

设计步骤总结

认真回顾上述等式得到下列有关LED照明应用中具有PFC功能的PSR反激式设计的关键准则。

根据交流输入规格，选择具有最合适额定电压的MOSFET，即600V或800VMOSFET。

对于纯DCM模式运行，根据MOSFET额定电压，使用等式22确定合适的变压器初级到次级绕组匝比。如果提供的匝比太小（根据经验确定<1.5），那么从效率角度考虑通常选择具有较高额定电压的MOSFET。

对于混合模式运行，使用等式15确定合适的变压器初级到次级绕组匝比。

一旦确定了变压器匝比，如果选择了DCM运行模式，使用等式27和28选择变压器初级磁化电感。使用等式32确定电感混合模式运行，能够实现更高的效率。

设计范例

为了验证推荐的设计步骤，以及推荐的混合模式运行的更高效率（与DCM模式运行相比），下面给出一个具有功率因数校正功能的单级反激式LED驱动器的设计实例。

A：

设计规格

市电电压范围：Vac=90V至305Vrms

市电频率：60Hz

最大支流输出电压Vout=25V

输出恒定电流：Iout=0.7A

B：

设计前的选择

控制器：FL7733A

开关频率：70kHz

选择的电流传感器峰值电压：0.85V

MOSFET额定电压：FQP6N80C（800V/5.5A）

电压降额规则：80%

通过上述选择，根据等式15、22、27、28和32，我们可以绘制出下面如图10所示的图。这个图用于指导DCM或混合运行模式下，变压器初级磁化电感与匝比的选择。

图10.初级磁化电感选择与匝比

为了比较DCM和混合运行模式的性能，为反激式LED驱动器设计了具有不同参数的两个变压器。一个变压器设计严格用于整个输入电压范围内的DCM运行，而其它变压器设计设置驱动器在最小输入电压（图11）下以混合模式运行。

图11.具有PFC功能的高效率反激式LED驱动器的完整原理图

变压器1：（仅针对DCM运行模式）

初级绕组：51匝，28AWG线

次级绕组：19匝，4X28AWG线

磁芯：TDK提供的PC40RM8Z

初级绕组电感：460µH

匝比：300V/3A快速恢复二极管用于输出整流器（EGP30F）。

变压器2：（混合运行）

初级绕组：65匝，28AWG线

次级绕组：19匝，4X28AWG线

磁芯：TDK提供的PC40RM8Z

初级绕组电感：720µH

匝比：200V/3A肖特基二极管用于输出整流器（S320）。

下表比较使用两种不同变压器的LED驱动器的损耗和效率。与DCM运行模式相比，混合运行模式很明显能够实现更高的效率。

表.DCM和混合运行模式下下反激式损耗和效率比较

结论

本文详细介绍了LED照明应用中具有功率因数校正功能的初级端调节反激式转换器的原理。本文还介绍了简单的设计步骤。设计实例的模拟也验证了提出的混合运行模式（部分BCM），与传统的反激式DCM运行模式相比，能够在LED应用中实现更高的驱动器效率。同时，混合模式将PF和THD保持在理想的范围内。

参考文献

“使用FL7733A设计高功率因数反激式转换器，用于具有超宽输出电压的LED驱动器”，Fairchild应用指南AN-5076。

“用于LED照明应用，具有恒定电流输出的高功率因数反激式”，作者：FairchildMichaelWeirich

“FL7733AMX具有功率因数校正功能的初级端调节驱动器”Fairchild。