小编推荐：以全桥为例的变压器Saber仿真设计

以12V1000W全桥为例

主要设计参数：

输入电压为前级PFC输出的直流母线，最低波谷电压为350VDC，输出电压12VDC，输出功率1000W。PWM频率 F=100KHz，即PWM周期10us。最大占空4.5us，即最小死区500ns。

仿真电路如图：

第一步：调整变压器及电路初步参数

将变压器耦合系数 k12=k13=k23=1(紧耦合，无漏感)。

仿真调整副边电感 l2、l3，使输出为12V，得到 l2=l3=1.6uH。

观察变压器原边电流：

电流连续，且有相当富裕，说明原边电感可以减少。观察输出储能电感L1电流波形，纹波很小，说明L1还可以减小。保持输出12V，调整变压器电感，直到原边电感接近临界模式，调整L1电感，直到电流纹波系数大致为30%。

最后得到变压器 l1=400uH、 l2=l3=640nH，L1=180nH。

校验一下各部电压应力，没有超压，最后校验一下死区：

远无直通可能，电流也是连续的。本阶段调试OK!

第二步：调整吸收参数

将变压器耦合系数设定为 k=0.995，对应1%典型漏感。

调整副边吸收RC，直到满足二极管反压要求。

得到：C=15nF、R=2.2Ω 最佳，二极管反压<32.3V，吸收功率3.54W。

改变变压器耦合系数：

即：只要漏感 <2%，二极管反压即可 <35V;检测原边开关管电压没有尖峰。

第三步：变压器仿真

将上阶段仿真的线性变压器B1复制到电桥电路中。

再放一个三绕组非线性变压器B2到电桥的另一臂，大致估计一个磁芯型号，比如EE42，设置好B2的磁芯参数。

所有绕组电阻设为最小(1p)，每个绕组保持一端接地。如图：

采用一个与电路PWM同频率(这里是100KHz)的正弦电压源驱动这个电桥。

先仿副边绕组，调整激励源电压(105V)或者分流电阻(1Ω)，使B1的副边电流达到峰值电流 Ism=97A。

调整B2副边绕组匝数，使电桥平衡。

这里，即使B2副边绕组只有1匝，电桥仍然不能平衡，可以选择的是采用半匝结构、或者增加气隙。

调整气隙到0.5mm，电桥平衡。且B2波形无畸变，说明磁芯够大。

增加激励电流，直到波形畸变。临界值170A，抗饱和安全系数=170/97=175%。

安全系数很大，说明磁芯偏大，可考虑减少一号磁芯。

改用EE42/21/15磁芯，重复上述仿真，得到：

副边绕组匝数 n2=n3=1，允许最大气隙 0.345mm，抗饱和安全系数 130%。

评估：匝数，匝数不是连续分布，只能是1、2。。等自然数，特定情况半匝是可能的。设计中一般总希望用最少的匝数达成拓扑需要，以便获得最少的铜损。经仿真，半匝不能满足要求，最少是1匝。

气隙，气隙是客观存在的，即使磨成镜面的磁芯，仍然有um数量级的气隙存在，这里的345um是最大允许值，适当的气隙冗余量(这里是0~0.345mm)可保证规模生产时的安装容差。气隙超出最大允许值意味着拓扑将退出电流连续模式。

抗饱和安全系数，常规设计方法不能明确得出这个参数，因此这个参数究竟多大合适我说了不算，需要工程进一步验证。如果这个参数可以用完，那我们还可以再减少一号磁芯。

原边：全桥变换电压传输是比例关系，根据 “感量比等于匝比的平方” 的关系，对应400uH:640nH的感量比，可以算出匝比为25：1。即：原边25匝。

原边仿真的任务是确定在不同气隙状态下变压器的绕组电感量。

将电桥改接到原边，设置低频(50Hz)小电流(1V1KΩ)激励，使电桥阻抗远大于感抗。保持气隙345um，调整B2原边匝数，使电桥平衡。得到原边匝数25匝，与计算吻合。

将B2气隙设置为0，调整B1原边电感，使电桥平衡，得到变压器原边最大电感Lpm=3.7mH。以及对应副边电感5.5uH。不同的气隙宽度对应不同的电感量。

第四步：变压器设计

变压器设计的任务是确定变压器绕组结构。

EE42/21/15磁芯的窗口面积是278mm2，非常富裕。可增加导流截面以减少铜损。拟定载流密度3A/mm2。

原边电流3.56A，需要截面 A=3.56/3*25=30mm2

副边电流41.8A*2，需要截面差不多，A=41.8/3*2=28mm2

两项合计，窗口利用系数不到21%，很单薄了。出现这种情况一般需要重新选磁芯(比如用两只小磁芯叠绕)，另外一种选择是将副边绕组定为2匝(如果有其他理由的话)。

根据以上数据可计算出绕组大致电阻：原边25mΩ，副边0.1mΩ。

储能电感设计：

第五步：联合仿真

将上述非线性变压器B2和电感置于联合仿真电路中。

先按照气隙=345um的数据设置漏感，调整占空，使输出=12V，检查各部波形无误，电流连续，纹波合理，效率92.8%。