小编推荐：基于PSR原边反馈开关电源之电路设计

小编对原边反馈综合介绍：原边反馈(PSR)的AC/DC控制技术是最近10年间发展起来的新型AC/DC控制技术，与传统的副边反馈的光耦加431的结构相比，其最大的优势在于省去了这两个芯片以及与之配合工作的一组元器件，这样就节省了系统板上的空间，降低了成本并且提高了系统的可靠性。在手机充电器等成本压力较大的市场，以及LED驱动等对体积要求很高的市场具有广阔的应用前景。

PSR线路设计需特别注意以下几处：

1. RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R6

2. Vcc供电和电压检测回路,即：D3,R3,R4,R10,C2

3. 输出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1

下面分别说明以上几点需注意的地方

1. RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R6

大家可以看出，此RCD回路比普通的PWM回路的RCD多了一个R6电阻，或许有人会忽略他的作用，但实际它对产品的稳定性起着很大的作用。

看下图VDS的波形：

当开关管截止后因漏感引起的振玲会随漏感的增大而使电压跌得更低，更低的电压回复需要更长的时间，VDS的波形此时和VCC的波形是同步的，PSR检测电压是通过IC内部延时4~6uS避开这个振玲来检测后面相对平滑的电压，电压恢复时间过长导致IC检测开始时检测到的是振玲处的电压，最总导致的结果是输出电压不稳定，甚至荡机。当然也有因变压器漏感比较小，无此电阻也可以正常工作，但一致性较难控制。此电阻的取值与RCD回路和EMC噪音有关，一般建议取值为150~510R,推荐使用220~330R，D2建议使用恢复时间较慢的1N4007具体可根据漏感结合RCD来调试。

2. Vcc供电和电压检测回路,即：D3,R3,R4,R10,C2

R4与R10的取值是根据IC的VFB来计算的。但阻值取值对一般USB直接输出的产品来说，以IFB=0.5mA左右来计算。若为带线式产品，因考虑到线损带来的负载调整率差，可保持VFB电压不变，同时增大R4和R10的阻值，减小IFB的电流，具体IFB的电流取值需根据输出线材的压降来调试，如设计为5V/1A的产品，假设输出空载为5.10V，调试的最佳状态是负载0.5A时，输出电压达到最低值，如4.90V，再增加负载，电压会因IC内部补偿功能唤醒使输出电压回升，当负载达到1.0A时，输出电压回升到5.10V左右。之前有做过一款输出5V/1A线长3.5米的产品，设计时IFB=0.15mA，输出空载在5.15V左右，负载0.5A时输出为4.85V左右，负载1A时输出为5.14V左右。听很多PSR IC的FAE说过，PIN1脚的C5也有此功能，但实际应用效果不明显。D3应该大家都知道要用恢复时间较快的FR107。R3和C2需取相对较小的值，R3在VCC供电回路钟有一定的抗冲击和干扰的作用，但相对PWM线路来讲，其取值需相对较小，不大于10R，一般取2.2~4.7R。C2取值不大于10UF，一般取4.7UF。因为电源开启和负载切换时，VFB的电压会因C2的容量增大和R3的限流作用导致拉低，从而使输出产生电压尖峰。若更严重得导致PSR延时检测开启而VFB电压仍未建立，输出的电压尖峰会更高。

3. 输出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1

R11和LED1是输出的假负载，为避免IC在空载进入间歇模式导致输出电压不稳定而设置的。D5的作用是防止回授失效而设置的过压保护，一般取值为6.2V。C3,C7不仅是输出滤波，而且需有足够的容量来防止PSR IC在延时检测未开启前输出电压不受控而过冲。若容量不够，会导致输出电压过冲而被D5钳位，被D5钳位到6.2V后会导致反馈线圈的电压也上升，从而出现输出电压持续在6.2V左右，且有功率损耗，D5会严重发热，但不会马上损坏。曾经有人把这个D5去掉了，测试发现电容容量小导致的过冲现象有，但过冲后的电压因为没有D5钳位而正常了，结果因此我接到了一个200K的订单。为什么呢?因为客户反映说用它对IPOD充电时，充了一会，IPOD没充进电，而IPOD的输入接口发烫严重，甚至变形。分析原因为，产品上的D5取掉了，到IPOD内部在输入接口电源上有一个稳压管并联作保护，就出现了上面的电压被钳位的问题……C3,C7的取值不仅与其ESR值有关，也与变压器漏感和PSR IC延时检测的时间有关。目前有PSR IC厂商因其客户反映变压器要求过于严格或负载调整率差等问题讲IC内部延时检测时间加长到9uS,甚至15uS。大家可以想象，通电15uS不检测，输出电压会升到多高？一般都会冲到10多V，甚至20V……这个过冲的电压的电流因为有Vsense的限制，不会很大，可以等效为一个尖峰来处理，最直接有效的方法是加大输出滤波电压容量和减小ESR值来吸收它。使用一般的LOW ESR电容，建议使用2颗470UF的并联。

图1 原边控制应用框图及主要节点波形图。

与此同时，原边反馈系统还会面临线缆压降的问题。因为系统不是直接采样输出端(次级绕组整流后)的电压，而是通过采样辅助绕组的去磁结束点的电压来控制环路反馈的，因此，当输出线较长或者线径较细时，在负载线上会存在较大的内阻(例如在充电器方案中)。在负载电流变化较大的情况下，输出线的末端电压也会有较大变化。在CV模式下，这种变化在某些场合是不能接受的，因此，原边反馈驱动芯片还应该提供对线缆压降补偿的功能，这个功能通常是通过在INV脚上拉一个小电流来实现的。通过预估补偿值来调节连接在INV脚上的分压电阻的总阻值(分压比例不变)，从而补偿不同负载线型和负载大小带来的线缆压降，以维持CV曲线的水平性(如图2 中的CV曲线)。

图2 原边反馈AC-DC控制器的工作模式示意图。

此外，一款好的原边反馈AC-DC控制器还应该具备优秀的EMI特性，对于传导和辐射这两方面的干扰都应该尽可能降低，目前常见的做法是采用抖频技术和驱动信号柔化技术。抖频技术是指在开关频率的基频基础上引入一个小幅度的频率变化值，以此来降低在开关频率点上的频谱能量强度，优化EMI特性。而驱动信号柔化技术则是指将驱动MOS管栅极的驱动信号的开启沿(上升沿)变得比较平滑，以减小MOS管开启瞬间的能量传导和辐射，从而进一步优化EMI特性。