基于新DC/AC拓扑结构的高频变压器传递低频电功率技术-电源网

1 引言

高频开关技术的发展，使工频变压器从许多领域中退了出来，但是在需要隔离的不间断电源、数码线性功率放大器、要求输出低频正弦波的DC/AC变换器等许多领域中，为了隔离或变换电压的需要，不得不保留了低频变压器。为了克服低频变压器笨重、体积大等缺点，随着高频开关技术的不断成熟，使去掉低频变压器成为可能。图1所示为一种比较典型的电路结构。

图1典型高频逆变电路结构

由图1可知，该电路结构中两次使用了逆变器，一次是为了获得高频，以便利用高频变压器进行变压和隔离，第二次是为了获得工频正弦交流电压。由于多用了一级功率逆变器，因此增加了功率损耗。本文提出了一种新型的用高频变压器传递低频功率的方法，可以直接利用高频变压器同时完成变压、隔离、传递功率的任务，不需要增加一级功率逆变器。从而简化了结构，减小了体积和重量，提高了效率，为实现电力电子设备的高频、高效、高功率密度创造了条件。该电路结构如图2所示。

图2 带逐个脉冲磁复位的逆变器电路结构

2 电路工作原理

2.1 系统组成

如图3所示，该系统由双组合式单端反激变换器、双向高频整流器、高频滤波和控制部分组成。双组合式单端反激变换器实质上是共用一个变压器磁芯和副边的两个单端反激变换器，在控制信号vc的正负半周分别受vg1、vg2的控制进行斩波运行，完成变压、隔离、传递功率的任务。双向高频整流器用两个场效应管代替一般的反激变换器中副边的二极管。两个场效应管分别受vg3、vg4的控制在低频信号的正负半周分时导通，并相互与对方体内的寄生二极管构成通路实现双向高频整流。双向高频整流后得到一列双向脉冲，该列脉冲的包络线与控制信号vc波形相似，频率相同，幅度不同，经高频滤波后，得到与vc同频率的输出电压。控制部分产生与低频控制信号vc同频率的，相位互差(Tc为vc波形的周期)的双列单极性SPWM高频脉冲vg1、vg2和双列低频开关脉冲vg3、vg4，分别控制双组合式单端反激变换器和双向高频整流器，并通过输出电压实时反馈方式，改变SPWM高频脉冲列的调幅深度ma来实现变换器对输出电压的调节。

图3 系统组成框图

2.2 控制部分工作原理

控制原理框图及各点电压波形如图4所示。vc为待传递放大的低频调制信号(如50Hz正弦波信号)，vt为单极性等腰三角形高频载波信号(如20kHz高频三角波)。为实现vg1～vg4各点波形，采用以下控制策略。

图4 控制原理框图及各点电压波形图

1)把低频调制信号vc与高频载波三角波信号vt相比较，得到与vc同频率的单极性SPWM信号vg1;

2)把低频调制信号vc经过零比较器比较，得到与vc同频率的低频开关脉冲信号vg3;

3)把低频信号vc反相得到与vc同频率的调制信号-vc，再用-vc与载波信号vt相比较，得到与vg1同频率的相位差的单极性SPWM信号vg2;

4)把调制信号-vc经过零比较器比较，得到与vg3同频率的相位差的低频开关脉冲信号vg4。

2.3 主电路拓扑

图5所示为传统的带复位绕组的单端反激变换器，复位绕组N2的匝数等于绕组N1的匝数。当开关管V导通时，D3反向阻断，变压器储能。在V关断时，D3导通，变压器的储能向负载Zl及滤波电容Cf输出;D2导通，N2作为复位绕组将变换器的漏感储能回馈到电源U中，并箝位V上的Uds为2U。

图5 带复位绕组的单端反激变换器

图6所示为新型DC/AC功率传输电路拓扑结构。N1、V1、N3组成一单端反激变换器，它与由N2、V2、N3组成的另一单端反激变换器构成双组合式单端反激变换器，并在控制信号周期的正负半周受vg1、vg2高频SPWM脉冲的控制分别斩波导通。V3、V4组成双向高频整流器，在控制信号周期的正负半周分时导通，并相互与对方体内寄生的并联二极管构成整流电路。

图6 新型DC/AC功率传输电路拓扑

电路处于低频AC正半周时(vg1～vg4信号波形参见图4)，vg2=0，V2处于关断状态，vg3为高电平，V3处于导通状态。在高频脉冲周期内，当vg1高电平加到V1门极上时，其等效电路如图7(a)所示。变压器原边，V1随门极施加的高电平导通，电源U、绕组N1和功率开关管V1形成回路。而在变换器副边，绕组N3的极性为上负下正。V3随vg3为高电平而开通。V4随vg4=0而关断，其体内寄生二极管反向关断。副边没有形成电流回路，无电流流过。变压器处于能量储存阶段。因此，电流i1=t线性增加，直至I1p=ton，变压器磁芯储能也增至(其中L1为绕组N1的电感量)。

图7 等效电路图

当V1随vg1=0而关断时，其等效电路如图7(b)所示。变压器原边，由于V1关断，漏感储能引起较大反压加在V1两端，由于N1的匝数等于N2的匝数，当UN2=U时，V2的体内寄生二极管D2导通,箝位V1上的Uds为2U。N2此时作为复位绕组与D2构成通路，将变压器中的漏感储能回馈到电源U中;变压器副边，绕组N3此时的电压极性为上正下负，N3、V3、Cf、Zl和V4的体内寄生二极管D4形成回路。此时由D4承担高频整流任务，得到一高频直流脉冲，经Cf滤波后，向负载Zl输出低频电功率，完成该单个脉冲内变换器的能量传递。由SPWM调制原理可知，当频率调制比mf=足够大时，可忽略系统相移，在高频滤波电容Cf上，得到输出电压vo=Vosinω1t与vc同频同相。

2.4 磁复位技术的要求

在高频变压器原边，当V1或V2接收SPWM脉冲列导通时，由于调制的频率很低，远远小于高频载波的频率，在低频调制信号的正半周或负半周内，施加在变压器绕组上的是同一方向的电压，变压器磁芯中的磁通将级进地逐渐增加，最终导致磁芯饱和，造成偏磁或单向磁化，导致很大的磁化电流而使电路无法正常工作。本文提出逐个脉冲磁复位技术，就是在每个高频脉冲之后及时采取措施，使每一个高频脉冲引起的磁通增加都回复到零，从而避免磁芯饱和。三角形法生成单极性SPWM波如图8所示(以控制信号为低频AC为例)。图中控制信号电压(调制波)vc=Vsinsinω1t(式中：ω1=2πf1，f1为逆变器输出电压要求的基波频率，也为调制频率;Vsin为控制信号电压的峰值)，vt为等腰三角形载波电压，Vtri为载波电压的峰值，载波频率为fs，周期为=Ts。则幅度调制比ma=，频率调制比mf=。当fsf1、mf为偶数，且vc与vt起始相位相等时，vt、vc的波形有如图8所示的关系，以下就这种情况进行讨论。

图8 三角形法生成SPWM波

从时间tn-1到tn是vt的第n个载波周期

tn-1=(n-1)Ts

tn=nTs其顶点=(n-)Ts

故有等腰三角波vt的两段直线方程：当(n-1)Ts<t<(n-)Ts时，

vt1=2Vtrifs[t-(n-1)Ts]当(n-)Ts

vt2=-2Vtrifs(t-nTs)

设vt1、vt2与vc的交点分别在t=t1和t=t2，则

Vsinsinω1t1=2Vtrifs[t1-(n-1)Ts](1)

Vsinsinω1t2=-2Vtrifs[t2-nTs](2)

由式(1)、式(2)可以得到Doff=1-masin(3)Don=masin(4)

式中：Doff=为断开占空比，toff=t2-t1为断开时间;Don=为接通占空比。

式(4)表明，在幅度调制比ma保持恒定时，SPWM高频脉冲的占空比Don以基波频率(调制频率)且无相位差地按正弦规律变化。欲使磁芯复位，由变压器磁芯的伏秒平衡规律要求有(忽略管压降)VccDon voDoff(5)式中：Vcc为加在变压器原边绕组上的输入直流电压;vo为变压器副边输出电压。以式(3)、式(4)及vo=Vosinω1t代入式(5)得ma(6)由式(4)知，当sin=1时，该脉冲具有此SPWM脉冲列中最大的占空比Don，若此时Doff满足磁复位要求，则该列SPWM脉冲均满足逐个脉冲磁复位要求。因此，由式(6)知当ma=(7)时变压器磁芯就可实现逐个脉冲磁复位。

3 试验及仿真结果

为验证本电路原理，作了以下仿真和试验：输入直流电压36V;输出交流电压为24V;变压器变比为1:1;低频信号为50Hz正弦波;载波信号15kHz三角波;幅度调制比ma=0.5;功率开关管采用IRF460;开关频率15kHz;输出端高频滤波电容Cf=5μF;负载Zl=200Ω。图9、图10为PSPICE仿真结果。

此时电路最大占空比为0.5，当V1关断，V2体内的二极管D2开通，与N2形成通路，有电流Id(V2)，完成漏感储能的回馈，并钳位Vds(V1)至2U。在低频正半周单个高电平脉冲加在开关管V1上时，其电流Id(V1)从零电流开始上升，且波形平滑，说明变压器磁芯磁通已回复到零，且激磁电流未达到饱和电流。