LDO 噪声详解

引言

随着通信信道的复杂度和可靠性不断增加，人们对于电信系统的要求和期望也不断提高。这些通信系统高度依赖于高性能、高时钟频率和数据转换器器件，而这些器件的性能又非常依赖于系统电源轨的质量。当使用一个高噪声电源供电时，时钟或者转换器IC无法达到最高性能。仅仅只是少量的电源噪声，便会对性能产生极大的负面影响。本文将对一种基本LDO拓扑进行仔细研究，找出其主要噪声源，并给出最小化其输出噪声的一些方法。表明电源品质的一个关键参数是其噪声输出，它常见的参考值为RMS噪声测量或者频谱噪声密度。为了获得最低RMS噪声或者最佳频谱噪声特性，线性电压稳压器（例如：低压降电压稳压器，LDO），始终比开关式稳压器有优势。这让其成为噪声敏感型应用的选择。

基本LDO拓扑

一个简单的线性电压稳压器包含一个基本控制环路，其负反馈与内部参考比较，以提供恒定电压—与输入电压、温度或者负载电流的变化或者扰动无关。图1显示了一个LDO稳压器的基本结构图。红色箭头表示负反馈信号通路。输出电压VOUT通过反馈电阻R1和R2分压，以提供反馈电压VFB。VFB与误差放大器负输入端的参考电压VREF比较，提供栅极驱动电压VGATE。最后，误差信号驱动输出晶体管NFET，以对VOUT进行调节。简单噪声分析以图2作为开始。蓝色箭头表示由常见放大器差异代表的环路子集（电压跟随器或者功率缓冲器）。这种电压跟随器电路迫使VOUT跟随VREF。VFB为误差信号，其参考VREF。

在稳定状态下，VOUT大于VREF，其如方程式1所描述:

其中，1+R1/R2为误差放大器必须达到稳态输出电压(VOUT)的增益。

假设电压参考不理想，并在其DC输出电压（VREF）上有一个有效噪声因数VN（REF）。假设图2中所有电路模块均理想，VOUT便为噪声源的函数。可以轻松地对方程式1进行修改，以考虑到噪声源，如方程式2所示：

其中，VN（REF）为输出的单独噪声影响因素，如方程式3所示：

通过方程式2和3，我们可以清楚地看到，更高的输出电压产生更高的输出噪声。反馈电阻R1和R2设置（或者调节）输出电压，从而设置输出噪声电压。因此，许多LDO器件的特点是，噪声性能与输出电压有关。例如，VN=16µVRMS×VOUT说明了一种标准的输出噪声描述方式。

主要LDO输出电压噪声源

对于大多数典型的LDO器件来说，主要输出噪声源为方程式3所示经过放大的参考噪声。虽然总输出噪声因器件不同而各异，但一般都是如此。图3为一个完整的结构图，显示了其各个电路组件的相应等效噪声源。由于任何有电流流过的器件都是一个潜在的噪声源，图1和图2所示所有单个组件均为一个噪声源。

图4由图3改画而来，目的是包括OUT节点的所有等效参考噪声源。完整的噪声方程式为：

在大多数情况下，由于参考电压模块即能带隙电路由许多电阻器、晶体管和电容器组成，因此VN（REF）往往会大于该方程式中最后三个噪声源，其中VN(REF)>>VN(R1)>>V或者V(REF)>>V(R2)。因此，方程式4可以简化为：

就高性能LDO器件而言，常见的方法是添加一个降噪(NR)引脚，以消除参考噪声。图5描述了NR引脚如何降低噪声。由于VN（REF）为主要输出噪声源，因此我们在参考电压模块（VREF）和误差放大器之间插入一个RC滤波电容器CNR，旨在减少这种噪声。RC滤波器减少噪声的程度由一个衰减函数决定：

其中

因此，放大参考噪声被降至(1+R1/R2)×VN(REF)×GRC，则方程式5变为：

在现实世界中，所有控制信号电平均依赖于频率，包括噪声信号在内。如果误差放大器带宽有限，则高频参考噪声(VN(REF))通过误差放大器滤波，其方式与使用RC滤波器类似。但在实际情况下，误差放大器往往具有非常宽的带宽，因此LDO器件拥有非常好的电源纹波抑制(PSRR)性能，其为高性能LDO的另一个关键性能参数。为了满足这种矛盾的要求，IC厂商选择使用宽带宽误差放大器，以实现最佳低噪声PSRR。如果低噪声也为强制要求，则这样做会带来NR引脚功能的使用。

放大参考噪声

TITPS74401LDO用于测试和测量。表1列出了常见配置参数。请注意，为了便于阅读，TPS74401产品说明书的软启动电容器CSS是指降噪电容器CNR。

首先，使用一个可忽略不计的小CNR，研究放大器增益的影响。图6显示了RMS噪声与输出电压设置的对比情况。如前所述，主要噪声源VN（REF）通过反馈电阻器R1和R2的比放大。我们将方程式7修改为方程式8的形式：

其中，VN（Other）为所有其它噪声源的和。

如果方程式8拟合y=ax+b的线性曲线，如图6中红色虚线所示，则VN（REF）（斜率项）可估算为19µVRMS，而VN(Other)（y截距项）为10.5µVRMS。正如在后面我们根据“降噪（NR）引脚效应”说明的那样，CNR的值为1pF，目的是将RC滤波器效应最小化至可忽略不计水平，而GRC被看作等于1。在这种情况下，基本假定VN（REF）为主要噪声源。

请注意，当OUT节点短路至FB节点时噪声最小，其让方程式8的放大器增益（1+R1/R2）等于1（R1=0）。图6显示，该最小噪声点约为30µVRMS。

抵销放大参考噪声

本小节介绍一种实现最小输出噪声配置的有效方法。如图7所示，一个前馈电容器CFF向前传送（绕开）R1周围的输出噪声。

这种绕开或者短路做法，可防止在高于R1和CFF谐振频率fResonant时参考噪声因误差放大器增益而增加，其中：

输出噪声变为：

图8显示了RMS噪声相对于前馈电容(CFF)和不同输出电压设置的变化。请注意，每个RMS图线上各点代表上述电路状态下整个给定带宽的完整噪声统计平均数。正如我们预计的那样，所有曲线朝30µVRMS左右的最小输出噪声汇集；换句话说，由于CFF效应，噪声汇聚于VN(REF)+VN(Other)。

图8对此进行了描述。CFF值大于100nF时，方程式8中1+R1/R2的放大器增益被抵销掉。出现这种情况的原因是，尽管低频噪声未被CFF完全抵销，但是低频噪声对RMS计算的总统计平均数影响不大。为了观察CFF的实际效果，我们必需查看噪声电压的实际频谱密度图（图9）。图9表明，CFF=10µF曲线的噪声最小，但是某些频率以上时所有曲线均接近于这条最小噪声曲线。这些频率相当于由R1和CFF值决定的谐振极点频率。R1等于31.6kΩ时计算得到的CFF值，请参见表2。

降噪(NR)引脚的效果

在NR引脚和接地之间使用RC滤波器电容（CNR）时，GRC下降。图10表明RMS噪声为CNR的函数（参见图5）。稍后，我们将在第三段“其它技术考虑因素”中说明这两条曲线的差异。

正如我们预计的那样，随着CNR增加，RMS噪声下降，并在CNR=1µF时朝约12.5µVRMS的最小输出噪声汇聚。

正如我们看到的那样，VN(Other)并不受CNR影响。因此，CNR保持10.5µVRMS，其由图6所示数据曲线拟合度决定。方程式10可以表示为：

图11显示了CNR如何降低频域中的噪声。与图9所示小CFF值一样，更小的CNR开始在高频起作用。请注意，CNR最大值1µF表明最低噪声。尽管CNR=10N曲线表明最小噪声几乎接近于CNR=1µF的曲线，10-N曲线显示30Hz和100Hz之间有一小块突出部分。

图8所示曲线（CNR=1pF），可改进为图12（CNR=1µF）。图8显示CFF=100Nf和CFF=10µF之间几乎没有RMS噪声差异，但是图12清楚地显示出了差异。

当我们把一个新LDO器件用于噪声敏感型应用时，利用大容量CFF和CNR电容确定这种器件的独有本底噪声是一种好方法。图12表明RMS噪声曲线汇聚于本底噪声值。

其他技术考虑因素

前馈电容器的慢启动效应

CFF利用一种机制绕过R1反馈电阻AC信号，而凭借这种机制，其在激活事件发生后VOUT不断上升时，也绕过输出电压反馈信息。直到CFF完全充电，误差放大器才利用更大的负反馈信号，从而导致慢启动。

为什么高VOUT值会导致更小的RMS噪声

在图8和图10中，相比VOUT=0.8V的情况，VOUT=3.3V曲线的噪声更小。我们知道，更高的电压设置会增加参考噪声，因此这看起来很奇怪。对于这种现象的解释是，由于CFF连接至OUT节点，因此除绕过电阻器R1的噪声信号以外，CFF还有增加输出电容值的效果。图12表明，由于参考噪声被最小化，我们便可以观测到这种现象。

RMS噪声值

由于TPS74401的本底噪声为12.5µVRMS，它是市场上噪声最低的LDO之一。在设计一个超低噪声稳压器过程中，12.5µVRMS绝对值是一个较好的参考值。