数字电源正在超越模拟电源

“数字电源”正在彻底改变电源的设计方法和实现方式。本文为您介绍替代传统模拟控制的数字电源技术：数字电源具有超过模拟方案的巨大优势，不仅在性能方面(效率、瞬态响应、稳定性等)，而且在上市时间和总拥有成本方面也同样如此。

基本概况

Intersil用于DC/DC电源转换的ZL2008第二代自适应数字化电源控制器是一款业界领先的数字电源控制器。它适用于非隔离式降压、升压、降压-升压和隔离式单管正激或反激式转换器。在6mm×6mm QFN封装(图1)内是一个先进的电源控制器，集成了电源转换控制、电源管理、故障管理和遥测功能。此外，还包含一个集成的微控制器，可以运行复杂的算法，可以适应超越模拟方案性能的运行。它代表了高性价比的数字电源的最新技术。

数字电源架构与模拟架构的对比

模拟PWM控制器通过使用一个斜坡误差信号来产生比例占空比。该误差信号利用电阻和电容网络进行补偿，以修改信号来稳定控制回路。

在数字电源中最早尝试(图2b)的比例占空比是通过一个数字计数器(DPWM)生成的，其计数是由数字信号处理器决定的。虽然这种方法在数字实现方面非常强大，但事实证明这种方法过于昂贵，对于大多数实际应用来说需要太多的静态电流。

在现代数字电源控制(图2c)当中，占空比仍然是由一个数字计数器生成的，但是现在的计数器是由数字状态机控制的。这个状态机是专门为电源控制器(而不是一般功能的DSP)设计的，所以这个解决方案更符合成本效益，且需要较少的静态电流。

图2c的架构采用了比例、积分、微分(PID)补偿器来稳定电源，而不需要一个完整的DSP来补偿电源。误差电压的3个要素，误差的比例、误差的积分和误差的微分结合了相对比重，以实现稳定的运行。

请注意，在架构方面数字电源胜过模拟电源具备的一些优势：数字控制无需外部元件进行补偿。这不仅减少了元件数量，而且可以轻而易举地改变补偿，包括随时改变，甚至随负载变化进行适应性改变。

典型的情况是没有数字控制器的外部分压器。内部参考可以缩放，因此无需使用外部分压器。这显然减少了元件数量，而且还有助于在工厂精确校准控制器，这样用户就可以受益于高精度，而无需使用昂贵的用于分压的精密电阻。

数字架构可以简便地采用数字通信，这样的操作可以进行配置、控制，且在几乎没有外部元件的条件下进行监测。

一种数字电源控制器

图3显示了现代数字电源控制器的基本架构。在该架构中，输出电压用一个差分放大器来检测。这个模拟信号与参考进行比较，生成个误差信号。该误差信号被数字化(ADC)，结果通过一个数字补偿网络进行处理，这将在本文稍后的部分中予以描述。数字补偿的输出是一个占空比命令，它设定了数字PWM的持续时间。然后，数字PWM控制就可以FET驱动器，开关电源。

输出电压、输入电压、输出电流、温度都可以使用一个辅助模拟数字转换器(ADC)进行检测，ADC可复用到各个检测点。

配置可以利用引脚跨接、电阻器配置，或通过I2C接口的命令的方式实现。该电源可通过引脚或I2C接口进行控制。配置、操作和环境条件的监测是通过I2C接口实现的。

优势

1. 更高水平的集成

图4显示了一个模拟PWM和数字PWM的典型应用原理图。尽管这两个控制器共享相同数量的功率传送(power train)元件(功率FET、电感器、输入和输出电容)，模拟控制器仍需要更多的外部元件。这是因为数字控制器集成了许多功能和特性，而这些功能和特性没有集成在模拟控制器内。如图所示，数字控制器减少了十几个元件。在实际实现中，数字控制器已被证明，在中高度复杂设计中可以减少多达60％的外部元件。

2. 稳定性

图5显示了一个典型的电源转换电路。该电源转换器包括一个带有固定调制增益Gfix的PWM控制器、高侧和低侧开关，输出级包含一个电感器和一个或多个电容，一个负载，以及反馈或控制回路。在这种情况下，反馈控制显示为Type 3(或III)放大器，但可以是任何反馈控制器。控制回路的用途是将输出与一个已知参考、VR进行比较，并调整PWM信号来纠正输出和参考之间的差额。

除了减少元件数量方面的优势之外，数字化还提供了进一步的优势，即集成的元件值可表示为存储在数字寄存器中的值。这有助于根据设计的不同方便地改变这些值，甚至随时改变，或适应不断变化的条件。

控制系统做出的任何改变都会对系统引入一种干扰。为实现一个强大而实用的系统，在这种干扰存在的条件下系统必须保持稳定。事实上，它必须在存在一大堆干扰的条件下保持稳定，包括输入电压变化、负载变化，甚至温度变化等等。

我们可以通过反馈路径增益如何接近-1来描述系统的稳定性。也就是说，在增益接近-1的条件下，反馈有多接近。由于相对于输出，反馈有一个幅度(增益)和相位，我们可以用增益裕度和相位裕度来表达稳定性，这里的增益裕度是在相位为180度时，测得的相对于单位增益的增益大小有多大，以及在增益为单位增益时，相位裕度是如何接近相对于180度的相位。

相位裕度和增益裕度可以通过奈奎斯特(Nyquist)图或波特(Bode)图来确定。由于波特图有一个容易读取的频率范围，因此是一个方便的工具，这将在本文中使用。

如果没有反馈，图5所示系统的简化传递函数可以表示为：

其中：

ωesr是输出电容esr产生的零点，ωn是输出级的固有频率，Q是输出级的品质因数。

为达到本文的目的，我们将忽略电容esr零点的贡献，并重点关注传递函数的其余极点。也就是说，让我们来重点关注传递函数：

这个方程有两个极点。对于Q<0.5(阻尼情况下)，两个极点都是实数。对于Q>0.5(欠阻尼情况下)，两极为复共轭。

对于一阶，Q值可以近似表示为：

对于1V输出，一个电感为1μH，一个电容为100μFd，对应于1安培输出的Q值为10，对应于10安培输出的Q值为1，而对应于25安培输出电流的Q值为0.4。

在图6中，这个方程的波特图的Gfix等于5，ωn等于16000 Hz，所示的几个Q值是：10、1和0.4。在这个波特图中，显示了相对于180度的相位，所以相位裕量可以在增益是单位增益的频率下通过观察相位曲线的值直接读取。

一个典型的可接受最低相位裕度为45度。这个水平可通过相图的虚线来表示。

在三种情况下，单位增益的交叉频率范围约为30kHz到40kHz。同样可以很容易地看出，高Q值(>0.5，欠阻尼)情况下的相位裕度低于45度的限制。由于这个器件接近边缘的或甚至不能接受的相位裕度，需要进行补偿来调整系统响应以达到(更加)稳定的情形。

图7显示了“Type III”补偿，这往往被用在一个模拟电压模式控制器反馈回路当中。请注意，这里有6个电路元件、3个电阻和3个电容，他们是回路补偿所必须的。

这个网络可以为系统响应带来两个实数零点、3个极点(包括在零点的极点)。这些零点可用来补偿输出功率级(电感器和电容器)的两个极点。一个极点用来补偿电容esr，第二个极点用来确保高频率的低增益。

这个网络的一个限制其实在于它提供了实数零点，以补偿输出级的极点。正如上文已经指出的那样，输出级的极点只对低Q值输出级是实数。对于Q>0.5，极点是复数，而随着Q值的增加，实数零点在补偿复数极点方面变得越来越无能为力。

数字控制为补偿提供了成熟和复杂方式的能力，本文将集中于一个简单的PID滤波器，如图8所示。这个数字滤波器采用了误差信号，比例信号之和及比例延迟采样的误差信号，再加上积分输出实现补偿器。三个增益系数用来调整补偿。

该滤波器的传递函数通过下式给出：

其中A、B和C是各抽头(tap)的增益系数，分母的第一项为信号路径延迟，分母的第二项为加法级输出的累加器，T是PWM的开关频率。

可以看到，这种补偿有两个零点，一个极点在零，另一个极在无穷大。这两个零点可用来弥补器件输出级的两个极点。这些零点作为二次方程的解出现在分子中。因此，视A、B和C值的不同，可以有两个实数零点或一对复共轭零点。因此数字PID补偿不仅可以提供与Type III同等的模拟补偿，而且也可提供复数零点，这更适合补偿复数极点。

图9显示了这两种补偿方法的标称差别。左图是一个用采用type III补偿网络的模拟控制器进行补偿的电源转换器的波特图(如图7所示)。虽然实现了满意的增益和相位裕量，带宽不得不大幅度减少。右图是一个没有采用数字补偿的同一个系统的波特图。请注意，数字补偿器中的复数零点最好使用复数极点进行补偿，这不仅可以产生令人满意的增益和相位裕量，而且还可以通过单位增益交叉频率确定一个令人满意的带宽。

因此，数字补偿提供了一个比模拟补偿更好的补偿。此外，在使用数字补偿时，可以省去五六个元件。最后一点，人们还认为数字补偿很容易根据设计的不同而改变，甚至可以随时改变。

3. 更高的效率

可以在电源控制器中调整若干参数以优化效率。在模拟控制器中，这些参数都是静态的，通常为某些点的应用而设计，尽管人们认识到几乎没有应用是运行在一个设计点。

数字控制器可提供更多的优势，能够调整这些参数，根据环境、负载或元件的条件来适应运行。因此，数字电源可以比模拟提供更高的效率和更好的性能。

为优化控制器效率，需要一个检测元件来确定转换器的相对损耗。需要相对损耗的意义在于，我们要知道变更参数后，是否增加损耗或减少损耗。一个好的损耗测量能够利用开关转换器的戴维南(Thevenin)等效电路来确定，这里的电压源，如衍生的降压拓扑，是用输入电压乘PWM的占空比。在无损转换器中，戴维南阻抗应该为零，输出可以简单地用输入电压乘占空比。但是，在有损转换器中，戴维南阻抗的电阻元件均不为零，必须增加占空比来克服这种损耗，以维持所需的输出电压。也就是说，在有损耗的情况下，占空比大于无损的情况。事实上，损耗越高，占空比也越高。因此，占空比测量可以被用来确定转换器中的相对损耗。如图10所示，图中来自实际降压转换器的占空比(5Vin，0.6Vout)是随负载电流的变化作为损耗的函数测得的。

因此，由于占空比可以作为测量相对损耗的方法使用，可以在数字实现过程中改变参数，并对占空比的影响情况进行监测。如果占空比增加，则可以在相反的方向调整参数，可以减少占空比(和相对损耗)。

死区时间是高侧FET关断和低侧FET导通之间的时间，反之亦然。如果死区时间过长，体二极管导通代表可能会出现损耗。如果死区时间太短，那么就可能发生交叉导通，也引入了损耗，如图11所示。

在大多数设计中，最佳死区时间不是固定值。图12显示了几种情况下低侧栅极信号和开关节点的波形。上图为60纳秒时的固定死区时间。左上图是电流为1安培的情况，右上图是20安培负载电流的情况。请注意，也就是说，波形之间的相对差额在中电压范围。还要注意，在20安培情况下，开关节点电压中有一些下冲，这表明死区时间过长(导致体二极管导通)。

下图有12纳秒的固定死区时间。请注意，在这种情况下，在电流函数痕迹之间差别不大。因此，理想的死区时间可能无法由一定的电压波形来确定。理想的死区时间很可能是负载电流的一个函数。请注意，开关节点电压过冲说明有交叉导通，即这种情况说明死区时间太短。

图13显示了分别使用60纳秒和28纳秒最佳死区时间设置的1安培和20安培的波形。请注意，开关节点的下冲或过冲较少。

因为我们知道，相对损耗可以通过占空比测得，数字控制可以改变死区时间，同时观察占空比，从而优化了转换器的效率。该算法可优化随负载变化，以及温度变化，及器件老化的效率，得到最佳效率。

图14显示了使用模拟控制器(下曲线)和使用相同功率传送元件(FET、电感和电容)的Intersil的数字控制器(上曲线)的比较。在本例中，数字方式可以提供5％的效率增益，这代表可以减少超过25％的损耗。

提高效率的另一个区域是当平均电流小于纹波电流一半时，对低侧FET导通时间进行计时。在同步整流中，低侧FET保持导通，允许电流逆向进入电感。这意味着RMS电流比平均电流要高。事实上，即使没有平均电流，RMS电流仍然很高。由于环流的结果会出现损耗。一种解决方案是改变低侧FET的导通时间来优化效率。

图15显示了这样的事实，如果低侧FET导通时间太长，反向电流就会导致较高的损耗。如果低侧FET的导通时间太短，则低侧FET体二极管的电流导通。还有一个优化低侧FET计时的方法，可以使用如上所述的占空比观测技术确定最佳计时。

图15中电路的测试特性见表3。

图16显示了利用这项技术与同步整流相比减少的相对损耗。在二极管仿真情况下，非常低的电流的急剧变化是由于转换到数字控制器中脉冲省略模式。

这些例子说明了数字控制在效率方面表现优于模拟。

本文小结

在本文中，我们已说明了数字电源控制优于传统模拟控制的许多方面。虽然数字控制尚不能完全接管模拟控制的市场，但我们相信，数字控制大有前途，而设计者们会发现采用数字电源控制器的设计越来越得心应手。