采用UCC3895制作全桥逆变前级，
采用多个变压器阵列工作，变压器该如何连接？
初次级分别是并连还是串联比较好，为什么？
谐振电容可以放置与次级吗？
变压器、谐振电感、谐振电容如何计算？
【问】UCC3895全桥逆变电路
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UCC3895有以下特性：可编程输出开通延时和自适应延时设置；既可用于电流模式，又可用于电压模式；可实现输出脉冲占空比从0％～100％相移控制；内置7 MHz带宽的误差比较放大器，最高工作频率1 MHz等。它的内部结构框图如图1所示。
脚ADS是该控制芯片新增的控制管脚，其功能是设置所设定输出延时死区最大值与最小值之间的比。
当脚ADS与电流传感脚CS直接相连时，延时死区时间最小；当脚ADS直接接地时，延时死区时间最大。
脚ADS可通过式(1)所列关系改变脚DELAB和脚DELCD上的电压，从而改变输出延时。
式中：VDEL为脚DELAB和DELCD上的电压；VCS为脚CS上取样电流的电压；VADS为脚ADS上所施加的设定电压。
脚CS为电流检测比较器的反相输入端。当电路工作在峰值电流模式下时，该引脚信号可实现逐个周期的电流限制功能，同时在任何情况下当电路过流时，芯片立刻封锁输出进入软启动周期实现有效的保护功能。
脚RAMP、当UCC3895工作于电压或平均电流控制模式下，该脚接振荡器输出脚CT时，该引脚接电流信号脚CS时，则UCC3895工作在峰值电流模式下。
同步振荡器的工作频率由定时电容CT和定时电阻RT决定。振荡周期可由式(2)近似得到
同一桥臂上的两个管子的死区延时时间可由式(3)确定，
式中：RDEL为脚DELAB与地间所接的电阻。
UCC3895与UC3875、UC3879等传统的移相控制芯片的参数比较如表l所列。
从表1可看出UCC3895的功耗明显减小，相应速度最快，但是驱动能力相对UC3875而言较小，所以在实际应用中还要根据情况合理选择芯片。
2 主电路与控制电路参数设计
本文所设计的电源系统结构简图如图2所示。
主电路中变压器的设计是影响电路性能的关键。根据参考文献[4]，选用面积乘积法来设计高频变压器。设变压器的输出功率为Po，变压器的效率为η，填充系数为Ku，导线的电流密度为J，一个高频周期内开关导通的时间为tom，变压器变化的磁密为△B，则可以得到下面的计算公式。
又因为高频变压器为双向激磁，所以△B=2 BmBm为磁芯最大的工作磁密；设开关频率为f 及占空比为D，则有ton=0．5D／fo将上述关系带入到式(4)中可得
选取参数：Po=500W；f=20kHz；对于R2KB材质的铁氧体磁芯可选择最大工作磁感应强度Bm=1700Gs；填充系数Ku=O．3；导线电流密度J=3A／mm2；变压器的变换效率η=0 98。可得AcAw=4.614 cm4，通过查阅变压器磁芯手册可知选用EE80磁芯。
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@电源照宝
UCC3895有以下特性：可编程输出开通延时和自适应延时设置；既可用于电流模式，又可用于电压模式；可实现输出脉冲占空比从0％～100％相移控制；内置7MHz带宽的误差比较放大器，最高工作频率1MHz等。它的内部结构框图如图1所示。[图片] 脚ADS是该控制芯片新增的控制管脚，其功能是设置所设定输出延时死区最大值与最小值之间的比。 当脚ADS与电流传感脚CS直接相连时，延时死区时间最小；当脚ADS直接接地时，延时死区时间最大。 脚ADS可通过式(1)所列关系改变脚DELAB和脚DELCD上的电压，从而改变输出延时。[图片] 式中：VDEL为脚DELAB和DELCD上的电压；VCS为脚CS上取样电流的电压；VADS为脚ADS上所施加的设定电压。 脚CS为电流检测比较器的反相输入端。当电路工作在峰值电流模式下时，该引脚信号可实现逐个周期的电流限制功能，同时在任何情况下当电路过流时，芯片立刻封锁输出进入软启动周期实现有效的保护功能。 脚RAMP、当UCC3895工作于电压或平均电流控制模式下，该脚接振荡器输出脚CT时，该引脚接电流信号脚CS时，则UCC3895工作在峰值电流模式下。[图片] 同步振荡器的工作频率由定时电容CT和定时电阻RT决定。振荡周期可由式(2)近似得到[图片] 同一桥臂上的两个管子的死区延时时间可由式(3)确定， 式中：RDEL为脚DELAB与地间所接的电阻。 UCC3895与UC3875、UC3879等传统的移相控制芯片的参数比较如表l所列。[图片] 从表1可看出UCC3895的功耗明显减小，相应速度最快，但是驱动能力相对UC3875而言较小，所以在实际应用中还要根据情况合理选择芯片。 2主电路与控制电路参数设计 本文所设计的电源系统结构简图如图2所示。[图片] 主电路中变压器的设计是影响电路性能的关键。根据参考文献[4]，选用面积乘积法来设计高频变压器。设变压器的输出功率为Po，变压器的效率为η，填充系数为Ku，导线的电流密度为J，一个高频周期内开关导通的时间为tom，变压器变化的磁密为△B，则可以得到下面的计算公式。[图片] 又因为高频变压器为双向激磁，所以△B=2BmBm为磁芯最大的工作磁密；设开关频率为f及占空比为D，则有ton=0．5D／fo将上述关系带入到式(4)中可得[图片] 选取参数：Po=500W；f=20kHz；对于R2KB材质的铁氧体磁芯可选择最大工作磁感应强度Bm=1700Gs；填充系数Ku=O．3；导线电流密度J=3A／mm2；变压器的变换效率η=098。可得AcAw=4.614cm4，通过查阅变压器磁芯手册可知选用EE80磁芯。
变压器原边匝数计算公式为
式中：Vimax为输入电压的最大值。
变压器副边匝数的计算公式为
式中：Vimin为输入电压的最小值；Vomax为输出电压的最大值。
将参数代入计算并取整后呵得原副边匝数为：N1=114匝，N2=14匝。
主电路中其他主要参数为开关器件选用MOSFET IXTH25N60；并联电容选用 l000 pF／630V；谐振电感30 μH。
系统采用PI控制的电压闭环，通过对移相全桥变换器数学模型的分析，并通过PSPICE14．O的仿真研究，最后确定调节器的传递函数为：
3 实验结果
在分析了UCC3895的主要管脚功能和基本特性的基础上，制作了一台AC 220 V输入、DC24V输出的移相全桥变换器样机以验证芯片的功能和所设计参数的正确性。
控制电路采用UCC3895控制器，驱动采用IR2110，控制电路原理如图3所示。
实验所得主要波形如图4～图7所示。
图6和图7中的vgs1和vgs2分别为超桥臂功率开关S1与滞后桥臂S4的驱动信号波形；vDs1和vDS4分别为S1与S4漏源极之间的电压波形。从驱动信号与漏源电压的对应关系可以看出，功率开关实现了ZVS。
图8为电压闭环时，负载0～3A突变时输出电压和电流的对应关系。从图8中可以看出所选择的调节器参数较好地满足了系统的快速性和稳定性。
UCC3895与传统的移相控制器相比，在保留的基本功能的前提下，改进了设计，增强了功能，减小了功耗，从而整个变换器系统的效率及可靠性得到了进一步优化。
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@心中有冰
用UCC3895制作全桥逆变前级，最佳的连接方法是初级并联次级串联，控制电路就是用一个，其好处有很多因为逆变器前几的电压比较低，输出功率较大时，初级的电流非常大，达到数百A，甚至上千A，初级并联可以减少每个变压器初级侧的电流，有利于热设计次级串联，由于每个变压器的输出电压可以均分，所以可以减少每个变压器绕线的圈数，有利于分布参数的控制用一个IC来控制，容易使每一路的驱动信号的一致性谐振电容肯定是可以放在次级的，可以通过匝比的平方折算到初级去变压器跟谐振电感的计算呢可以参照我的移相全桥的帖子提醒一点，电流模式的移相全桥是不需要串联电容作为谐振的，其谐振电容是MOSFET的等效电容，电压模式串的电容为隔直电容，防止偏磁用的次级串电容的可以认为是LLC谐振全桥
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