起因：当电流模式控制变换器的占空比超过50%的时候，变换器会在开关频率的次谐波频
率点出现振荡，准确地说是在一半开关频率的地方，除非采取斜坡补偿措施。
斜坡补偿的定义：在电流模式控制下，当电流达到一定大小时（由误差放大器输
出设定）开关关断。如果占空比超过50%，电感电流的上升时间就大于整个周期的50%，
那么电流下降时间就小于一个周期的50%’。在较短的时间内，电流还没有来得及回到静态
初始值，下一个周期接着又开始了。下一个周期的初始电流变大了。在接下来的这个周期里，
电感电流很快就上升到参考点，使导通时间变短，占空比变得更窄；和上一个周期相比，这
个周期的占空比减小到50%以内。但是这样又导致关断时间太长，下一个周期电流的初始值
太小，又使得占空比再一次超过50%。如此循环，电流以间隔一个周期过大和过小的方式出
现振荡。
操作：针对这个问题，斜坡补偿基本上是在电流上迭加一个固定斜坡的信号。由于所迭加
的斜坡是一个固定值，电流闭环的影响可以得到较好抑制。事实上，斜坡补偿的真正作用
是使控制环更像电压模式控制。可以这样来理解：电压模式控制是用固定斜坡的锯齿波
和误差放大器的输出进行比较，所以当选加的斜坡越来越大的时候，变换器就越来越像电
压模式控制，当斜坡补偿的幅度与电流信号幅度之比趋于无穷大时，就完全变成了电压模
式控制。刚才的说法也同样可以得到解释：电源轻载时电流模式控制就变成了电压模式
控制。
电流模式控制的好处：
从实用的目的来说，用第二个环路，即内环（见附图1）的目的是为了控制电感电流，使电感
影响不出现在功率回路的传递函数中。这是因为功率回路的传递函数已经包含了电流闭环回路
在内，因此电感的作用完全被环路包括在内而不会出现在响应特性中。这样就不必担心输出!"
谐振回路，在高频段，就只有一个极点（输出电容），相移是-90°而不是-180°。由于这些原因，
电流模式控制要比电压模式控制更加容易，而且也使得电流模式控制的带宽可以更宽。
局限性：
一般地，电流模式控制用电阻（或者用电流变压器）来检测电流，并把电流信号反馈到PWM芯片。
但是，当负载电流减小的时候，检测到的电流自然也随着减小。如果负载非常轻，电流信号小到可
以忽略，系统中电流环就不起作用。
心得：这就是电源网钟工及老寿他们所说，轻载时开环，全负荷时闭环的由来。
---------------继续10月22日
为采用”电流互感器“反馈的弧焊电源反馈结构意图
在逆变弧焊电源处于轻载时,逆变占空比很小,输出电流变化很小,检测到的输出电流Ic波形对应的Vs几乎是平的,没有斜坡,
与左图中的误差电压Ve比较会很不稳定,甚至会失控。为避免这种失控，有些电路会加入假负载；但为提高效率,不能加
太大的假负载,
图2中检测到的电流转换信号Vs的波形在斜坡补偿之前的形状如有图a。图中,脉冲电流前沿尖峰Vm1是由次级整流二极管
(在图中的等效电路没有画出)的反向恢复造成的变压器次级暂时短路引起的;脉冲电流后沿尖峰Vm2是开关管关断时的初级
漏感和引线电感造成的,它们会因弧焊电源的输出电流大小不同而剧烈变化。很显然,所示尖峰Vm1和Vm2对应的Vs波形和
误差电压Ve比较时,会使得系统很不稳定,甚至会失控。所以在b处加入滤波电路。首先给Rs并联一个电容Cs,因为Rs比较小,
所以Cs不会对正常的斜坡电流造成影响;同时再加一个合适的RC参数,就能有效地抑制电流尖峰,这里RC参数的大小以不影
响正常斜坡电流为基础。根据经验,Cs大约取0.1μF,C大约取0.01μF,R大约取几十欧姆。如此处理后，等右图c结果。
上面已经说到,电源处于轻载时,输出电流很小或者干脆为零,几乎不变。检测到的Ic波形Vs几乎是平的,没有斜坡,与图1中的
误差电压Ve比较很不稳定。另一方面,输出电流很小或者干脆为零,线路压降几乎为零,有效输出电压升高,PWM脉冲的占空
比被严重压缩,以上问题更为严重,甚至因不能有效地调节PWM脉冲的占空比而失控,使输出电压更高而出现过压保护。 于是
斜坡补偿电路被应用此问题上。
电流斜坡补偿的方法主要有两种，见下图
在Vs上迭加一个斜坡ΔVs而变成Vs′再和误差电压Ve比较。迭加的这个斜坡的斜率m等于在逆变主开关关断期间(TOFF
内),IL下降斜率等效到Vs的量值m2的0.75倍。电流斜坡补偿还要同时实现窄脉冲电压型PWM控制,解决逆变弧焊电源
轻载失控问题,
图a是采用3846的VCT斜坡波形,经A跟随后,用电阻网络分压,然后再与电流斜坡信号Vs迭加,该电阻网络是受电流信号
Vs控制的,Vs滤波后和参考值Vr比较,控制补偿斜率。大电流时C输出为低电平,VTo截止,补偿斜率稍小一些,完全呈现电
流型控制方式。小电流时C输出为高电平,光电耦合器VTo导通,补偿斜率大,主要呈现电压型控制方式。分段补偿后的
Vs′波形见上图c。需要说明的是,这里假设正常负载下,在允许的输入电压范围内,在规定输出电压调节范围内,占空比
一般不会小到高斜率补偿的范围,只在轻载和空载时才有比较小的占空比。
上图b是采用3875内部的恒流源(IH=VREF/RP)给电容C充电。由于随着电压Vs′的升高,C的充电电流越来越小,斜坡的等效
斜率也就越来越小,在每个振荡周期的起始时刻,先用同步脉冲Syn通过三极管VT给放电复位。补偿后的Vs′波形见上图d。
采用a结构的电流斜坡分段补偿效果：在t0时刻开关管开通,一个脉冲电流周期开始,在很短时间内(t0~t1),脉冲电流检测信
号从零上升到最小电流im,并有一定的尖峰毛刺。在时间阶段t1~t2内,电流上升快,主要是强补偿成分。在时间阶段t2~t3
内,电流上升较慢,为弱补偿,主要是弧焊电源输出滤波电感电流上升检测值成分。在t3时刻有一定的尖峰毛刺,与t1时刻的
尖峰毛刺。
--------------------------------------
更新----10月24日
为何要与环路补偿纠缠不休Michael O’Loughlin，德州仪器 (TI).doc
电源环路设计探讨.pdf 通嘉科技 ：这篇文章想到相位裕量参照180度，这个文章讲的是360°，请帮忙讲解下。
----------------------------待更新
-------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------
截止81楼参与者的观点总结：感谢ansunhsu，王工，吴工等热情参与
假定非隔离Buck电感！开关频率固定，电感充电、放电时间和一定。
当系统受到扰动后，充电、放电时间发生变动。
黑色线波形，表示稳定状态；1图最上一根直线，是反馈形成的“电流限制线”。
1图
红色线波形，表示受干扰后充电、放电时间发生变动（占空比变了），从而偏差越来越大（没有
与黑色线波形重合偏差越来越大了).
2图
红色线波形，表示受干扰后充电、放电时间发生变动（占空比变了），但由于斜坡补偿（尖角向下
的三角形），从而偏差越来越小。在第三个周期就可以与正常情况下的黑色线波形重合了。
2图
灰色虚线，还是那根反馈形成的“电流限制线”。但加了斜坡补偿后，真正的“电流限制线”是锯齿波。
反馈是来不及做这么快调整的！ 反馈形成的“电流限制线”，一般要经过十几个周期的时间，才能“拨
乱反正” 而加了斜坡补偿的锯齿波“电流限制线”是逐周期的，每个周期都在“拨乱反正”。
