开关变换器简要设计分析

有不当之处，欢迎指正。

后续文章分别是：

临界模式PFC设计

连续模式PFC设计

临界模式反激变换器设计

连续模式反激变换器设计

LLC变换器设计

有源钳位变换器设计

相信会越来越精彩，所有文章来源于教材、论文整理、经验案例。

回忆过去，在此分享的其实不是快乐，而是痛苦..............

第二篇： 临界模式PFC电路设计分析 

不错。。

先下载看看。。

在深圳感谢咯！

给定磁心同等圈数气隙大的感量小，不知道您所谓“⑤减小原边电感量 ——→减小气隙，减小边缘磁通”的说法是怎么得到的？

“具体来说，过小的漏感会导致过大的分布电容，带来的直接后果是传导恶化，EMI成本的增高，NF必须绕在第二层当做屏蔽绕组来用。”这个也不敢苟同，无Y方案的变压器没人这么干。

“测量变压器温升的时候，都在90VAC输入测量。其实反激变压器的磁芯（绕组也可能）的最大温升是在264VAC输入。”这个也有待商榷。温升直接对应的有两个因数：能量损耗和散热条件，CCM模式整个周期内都有能耗，而深度DCM模式在T-Ton-Toff时间内是自然散热的。如果自然散热条件不好，例如线包太紧或者布局紧凑变压器外包绝缘胶带，那么264Vac输入时的温升是可能大于90Vac输入的。散热条件良好的话，通常都是90Vac时的温升更高。

本意是：

减小LP（不是同等NP，我的例子里有多组NP），以较小的NP，获得较低LP（B会增加很多）。因为NP与LP不是线性关系，气隙会大幅度减小。

无Y电容方案没有研究过，所以不敢妄下结论，无Y方案通常小于15W，而且必须增加屏蔽层。所以很少用在稍大输出的产品中

如果输出几十瓦甚至上百瓦，漏感能量的作用非常明显。

三明治绕法，存在漏感越小，分布电容越大，这是种矛盾的关系。本来我想上传实例中顺序绕法和三明治绕法的EMI的测试资料，但是没有找到电子文档。

关于温升，你考虑的很详细，我没有考虑工艺等问题，从交流磁通的角度来分析，264V输入磁损更大。实例中交流磁通差不多相差1.5倍，不同输入，温升相差10度以上。

谢谢仔细分析，文中省略了不少文字，阅读有一定困难

还不清楚你说的是临界PFC、正激还是反激部分的内容。

哦，吓我一跳，公式没有问题，或许计算方法不同。

正激变压器设计要容易很多，所以公式非常简洁、可靠，容易理解。

毕竟功率转换和工作模式是两种磁芯，分开来计算。

出于各方面的原因，很多产品都不是按照严格的设计来进行。

例如，很多民用产品用最少的匝数、最大的磁通密度、最低的开关频率，来分别节约生产成本、降低MOS（外壳）温度（变压器温度很高，客户能够触摸到的只是外壳），其实这种设计很容易出问题。

我就是提出跟我算的不同的地方，其实工程上很多近似处理的，精确计算的结果我也是不敢用的，感觉你留的余量有点大而已，不是什么大问题。

倒是反激那一段看得我头痛，你有好多描述我都觉得不能认同，不知道是不是文字表达的关系，我总觉得有些东西你写拧了。。。

支持原创帖，还没看完。

提一个： ？？？

好帖，顶起！

看来小凡凡为了小宝宝出手果真不同凡响呀

确实很多地方很难看懂，主要是很难连贯起来（内容不存在问题），

发贴之前我也担心。晚上把照片发上来

我主要是搞工业产品，公司规定。

既然提出了LP（励磁电流量化幅值），磨不磨气隙，大家看着办哦。

很多产品并不磨气隙，没有什么问题，大家设计、验证的多嘛，经验丰富。

但是坛子里有很多新手，还是建议加些小气隙，并且关键点做了量化处理。

我也来顶

曾经的公司代工过一款国外通信电源，双管正激，48V50A

生产、测试、老化没有任何问题。

但是到了国外，总共10来台中就有好几台损坏。

原因：可能是运输过程中（飞机颠簸过大），

           导致0.05MM的垫片（绝缘胶带，不粘）脱落。