【原创】跟我学系列之三，常用于APFC的软开关BOOST电路的分析与仿真

这几天睡眠不够，脑子很累啊，需要睡个好觉，

周日休息，周一开始写！

不仅要写，还要写好，要原创，要写有参考意义的精华帖！否则对不起那台ThinkPad，也对不起自己的辛苦，更对不起网友的点击！

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软开关的实质是什么？

所谓软开关，就是利用电感电流不能突变这个特性，用电感来限制开关管开通过程的电流上升速率，实现零电流开通。利用电容电压不能突变的特性，用电容来限制开关管关断过程的电压上升速率，实现零电压关断。并且利用LC谐振回路的电流与电压存在相位差的特性，用电感电流给MOS结电容放电，从而实现零电压开通。或是在管子关断之前，电流就已经过零，从而实现零电流关断。

软开关的拓扑结构非常多，每种基本的拓扑结构上都可以演变出多种的软开关拓扑。我们在这里，仅对比较常用的，适用于APFC电路的BOOST结构的软开关作一个简单介绍并作仿真。

期待

我们先看看基本的BOOST电路存在的问题，下图是最典型的BOOST电路：

假设电感电流处于连续模式，驱动信号占空比为D。那么根据稳态时，磁芯的正向励磁伏秒积和反向励磁伏秒积相同这个关系，可以得到下式：

V_IN×D=(V_OUT-V_IN)(1-D)，那么可以知道：V_OUT=V_IN/(1-D)

那么对于BOOST电路来说，最大的特点就是输出电压比输入电压高，这也就是这个拓扑叫做BOOST电路的原因。另外，BOOST电路也有另外一个名称：up converter，此乃题外话，暂且按下不表。

对于传统的BOOST电路，这个电路存在的问题在哪里呢？我们知道，电力电子的功率器件，并不是理想的器件。在基本的BOOST电路中：

1、当MOS管开通时，由于MOS管存在结电容，那么开通的时候，结电容C_OSS储存的能量几乎完全以热的方式消耗在MOS的导通过程。其损耗功率为C_OSSV²f_S/2，f_S是开关频率。V为结电容上的电压，在此处V=V_OUT。（注意：结电容与静电容有些不一样，是和MOS上承受的电压相关的。）

2、当MOS管开通时，升压二极管在由正向导通向反偏截止的过程中，存在一个反向恢复过程，在这个过程中，会有很大的电流尖峰流过二极管与MOS管，从而导致功率损耗。

3、当MOS关断时，虽然有结电容作为缓冲，但因为结电容太小，关断的过程电压与电流有较多的重叠，也产生一定的关断损耗。

下面我们来仿真一下最基本的BOOST电路。因为BOOST电路的输入端是个大电感，在稳态工作时，电流基本不变，所以，在稳态时可以用电流源来代替。而输出因为是大的滤波电容，稳态时，电容电压基本不变，故而在稳态时可以用电压源来代替输出电容。所以，我们可以在saber的环境下，得到这个电路：

我们进行瞬态分析，得到下图结果：

从图上可以看到：

1，MOS管在开通时，可以看到miller效应在驱动信号上造成的平台。

2，当MOS管开通时，在MOS的漏极和二极管上产生很大的尖峰电流。 

从仿真结果来看，的确存在我们前面分析的容性开通、反向恢复等问题。

那么软开关就能解决这个问题吗？

下面我们先推出今天的第一个软开关的例子：

此电路是我以前分析一华为通信电源模块时所见。

 在这个电路中，我们主要增加了一个50uH电感、一个1000pF电容、一个辅助开关管HGTG30N60B3、一个钳位二极管MUR460等功率器件。

进行瞬态分析，我们得到如下结果：

在此图中，ga为辅助开关管驱动信号，g为主开关管驱动信号。ia为辅助开关管集电极电流信号，id为主开关管漏极电流信号。vdsa为辅助开关管V_CE信号，vds为主开关关V_DS信号。现在把工作原理分析如下：

t1时刻，辅管开始导通，由于辅管是双极性器件，所以容性开通的情况并不严重。ia波形从零开始缓慢上升，说明辅管是零电流开通。随着ia电流增加，当ia=iout的时候，输入电感电流完全流入辅助开关管，谐振电感电流开始过零反向流动，主开关管IXFH32N50的结电容开始通过谐振电感谐振放电。

t2时刻，主开关管的vds电压已经谐振到零，随后，主管的体二极管开始导通，把谐振电容钳位在0V，这时候，如果开通主管，则为零电压开通。

t3时刻，主开关管开通，从g的波形上可以看出来，主管开通驱动波形上不在有miller效应造成的平台，这也说明主管是零电压开通。

t4时刻，主管开通后，辅管就可以关断了。从波形上看，辅管的vce与集电极电流ia之间存在比较大的重叠区域。说明辅管的关断并不是软关断。辅管关断后，由于MUR460的钳位作用，辅管电压不可能超过输出电压vout。那么因为主管此时已经开通，而辅管的VCE为400V，那么谐振电感在400V电压作用下，电流快速上升。

t5时刻，主管的id达到了输入电流I_IN，电路进入通常的PWM状态。直到t6。

t6时刻，主开关管关断，电感电流通过二极管向负载输出。主管因为并联了较大的snubber电容(1000pF)，所以，关断时，vds以一个斜率上升，有较好的零电压关断特性。

此电路的优点是：

主管实现了零电压的开通与关断。

升压二极管实现了“软”的关断。

辅管实现了零电流开通。

缺点是：

辅管的关断特性不好，有较大损耗。

另外，钳位二极管，在主管关断后，也流过一定的电流，会让辅管开通的零电流效果变差，甚至产生电流尖峰，这一点也可以从仿真波形上看出来。

非常精彩！

美女银元奉上！

第二个例子，就是最常见的ZVT零转换电路，先看一下原理图：

在这个原理图中，相对于基本的BOOST电路，谐振回路是并联在主回路上的。主开关管Q1，依然采用MOS，IXFH32N50，辅助开关管Q2采用IGBT，HGTG30N60b3，谐振电感L1，20uH，谐振电容C2，2nF，两个箝位二极管采用MUR460，主二极管采用MUR1560。

设定好参数后，我们进行瞬态分析，得到波形如下图：

在此图中，g为主管驱动，vds为主管VDS波形，i(d)为主管漏极电流，ga为辅管驱动，i(a)为辅管集电极电流，vdsa为辅管VDS波形，i(l.i1)是谐振电感电流，i(p)主二极管电流。

工作原理分析如下：

t0时刻之前，主二极管导通，向负载供电。

t0时刻，辅管开通，由于电感L1的存在，辅管电流线性上升，主二极管电流线性下降。所以辅管是零电流开通，注意看辅管驱动波形上开通过程的miller效应是存在的。而主二极管的关断过程是相当的“软”，反向恢复电流很小。在主二极管电流完全转移到电感L1中以后，主管的VDS电压开始谐振下降。

t1时刻，主管VDS电压降到零，然后主管的体二极管导通，将VDS箝位在零。此时开通主管的话，就属于零电压开通。

t2时刻，主管开通，从波形上可以看出，主管完全是零电压零电流的状态开通的。从栅极信号可以看出，没有开通过程的miller效应。主管开通后，辅管就可以关断了。

t3时刻，辅管关断。从波形上可以看到，关断过程中，辅管的VDS电压在C2的缓冲下缓慢上升，电压和电流重叠部分较小。因为仿真模型我没有找到更快速的IGBT，现实中，我们可以选择更高速的IGBT,那么，可以实现辅管的零电压关断。谐振电感L1中的能量向C2中转移。当C2电压达到输出电压时，箝位二极管会导通，保证辅管的VDS电压不会超过输出电压。

t4时刻，当谐振电感L1能量完全转移到C2中以后，箝位二极管MUR460_2关断反偏。

t5时刻，主管关断。输入电流通过C2、MUR460_2、MUR460_1输出向负载。在C2的缓冲下，主管 的VDS电压则线性上升，呈现良好的零电压关断状态。

t6时刻，C2能量完全释放完毕，C2两端电压差为零。主二极管MUR1560导通，输入电流通过主二极管向负载输送能量。这样电路的一次工作过程就完成了。

这个例子，其实是第一个例子的改进版本。在原有的基础上，克服了原先的缺点，使辅管的关断特性也变好了，进一步降低了损耗。

顶！！！

单单仿真有个屁用啊，仿真也只是解释了软开关原理，来个实物测试和实际关键点波形才有意思

仿真是一种研究的科学手段！一个好的工程师，应该熟练使用仿真来做研究。用理论指导实际。而且仿真的效率比实际做电路测试波形要效率高的多。

等我这个帖子结了，我会把仿真的文件发上来，让大家自由下载回去慢慢研究。

哥们，你出钱，我来做，好吗？

版主花了精力和时间，难道哥们还要版主出血做DEMO？

第三个例子，此电路常见于DELTA的通信电源模块。从几百瓦到几千瓦的，好多型号都用了这个电路。是DELTA有专利保护的一个电路。见图：

在这个电路中，几乎不好说哪个管子是主管，哪个是辅管了。如果真的要定一个的话，我们就认为Q1，这个IGBT 为主管吧。此电路的驱动信号和前面的两个例子不同，是两路同样宽度，但相位不同的驱动信号。主管在前开通，辅管在后开通。仿真结果如下：

这个电路分析起来比较复杂。

t0时刻之前，输入电流通过D1向负载供电。

t0时刻，Q1开始导通，从图上可以看出，Q1的集电极电流是按照一定的斜率从零开始上升的。故而认为Q1是零电流开通。Q1开通后，L1、C1，C2构成一个谐振回路，因为C1<

t1时刻，C1放电到零，这时候如果开启Q2，那么Q2就是零电压开通了。C1放电到零以后，因为MOS的体二极管的箝位，C1维持在零电平。而这时，因为Q1有导通压降，Q2的体二极管也有导通压降。所以L1的电流环路变成了L1，D2，C2，L1电流在C2电压作用下降。

t2时刻，Q2导通，从波形上可以看出，是零电压导通。L1电流继续在C2电压作用下降低。

t3时刻，Q1关断，因为有D2的存在，Q1上的电流被转移到了Q2中，所以，Q1是零电流关断。

t3～t4时刻，L1电流过零，并在C2电压作用下开始反向增加。

t4时刻，Q2关断，以为C1的作用，Q2是零电压关断。Q2关断后，L1，C1, C2再次谐振，C1电压上升。L1电流下降, L1低于输入电流时，D2导通，给C1充电。
t5时刻，C1上升到VOUT+|VC2|时，D1导通，开始向负载供电。同时，因为D2导通，L1电流在C2电压作用下开始上升。

t6时刻，L1电流上升到输入电流，D2截止，L1电流保持与输入电流相同，向负载供电。

此电路的优点是：
不论是主管还是辅管，都能实现很好的软开关特性。从实际经验来看，该电路的确可以做到很高的效率。不得不佩服DELTA的研发人员啊！

第四个例子，无源无损软开关。前面讲过的例子，都是采用了至少两个开关管的电路结构。其优点，就是软开关效果好。但是对于控制电路要求就复杂了一些，需要对驱动波形进行处理。是不是有什么方法，能稍微对性能要求降低一点，但电路相对更容易做呢？下面给大家介绍，基于LCD无损吸收网络的软开关电路。具体先看原理图：

只需要一个开关管，控制也简单了。但是到底是否能起到软开关的效果呢？看看仿真结果吧：

t0时刻之前，输入电流通过L1, D1向负载供电。
t0时刻，Q1导通，由于L1的作用，Q1的集电极电流按照一个斜率从零开始上升，故而可以认为Q1是零电流开启。D1反向恢复电流很小。从驱动波形上看，存在miller效应。这也是此处不选用MOSFET的原因。因为用MOSFET的话，是容性开通，损耗比较大。Q1开通后，C1，C2，L1开始谐振，因为C2>>C1，所以谐振频率由L1，C1决定。
t1时刻，经过四分之一周期的谐振，C1能量完全转移到了C2中, C1电压降为零，D2导通，开始了L1C2的谐振。L1电流在C2电压作用下谐振下降。
t2时刻，L1电流谐振到零，D2, D3截止，L1电流保持为零，C2电压维持在峰值保持不变。
t3时刻，Q1关断，因为C1的缓冲效应，Vce电压从零以一定的斜率上升，我们认为Q1是零电压关断。仿真的波形图上，因为IGBT的电流拖尾，我们看到关断损耗不是很小。幸运的是，现在已经出现了高速的IGBT，用在这个场合还是很合适的。
t4时刻，C2充电到输出电压，D3，D4导通，L1电流在C2电压的作用下，开始上升。输入电流开始从D2，D3，D4支路开始向L1，C2,D4支路转移。
t5时刻，L1电流等于输入电流，D2，D3截止。电流经L1，C2, D4向负载供电。
t6时刻，C2电压降为零，D1开通，D4截止。电流经过L1, D1向负载供电。一次开关动作完成。

无源无损软开关的优点是：
1，只需要一个开关管，控制方便。
2，因为吸收网络是无源器件，不会受到干扰，工作可靠。

缺点是：
1，开关管的开通是容性开通，所以最好用双极型开关管。
2，因为有一个过程是电流流经D2,D3,D4，压降比较大，有一定的损耗。
3，效率比前面例子中的软开管略低一点。

版主，那个仿真软件的仿真效果和实际电路最接近啊？

其实，不管是哪种仿真软件，算法从实质上来说，也都是差不多的。最终都是要按照电路的基本原理来计算。

仿真的准确与否，关键是看模型的准确度，以及，为了仿真所作的简化合理性。

从我个人的感觉来说，pspice和saber仿真的可信度都是非常高的。

我目前做的一款很特别的电源，就是在仿真软件的协助下成功开发出来的。