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【DIY大赛】+全桥+悬浮斩波器控制电源设计

悬浮斩波器控制电源设计及实验调试报告1.技术指标

Ø  输入电压:Vin=240~380V/DC

Ø  输入额定电压:330V/DC

Ø  输出电压:V01=24VV02=5VV03=+15VV04=-15VV05=12V

Ø  输出电流:I01=1.5AI02=2AI03=1.5AI04=0.5AI04=1.5A

Ø  前级LLC开关频率:f =200kHz;后级Buck开关频率:f =500kHz

2.前级LLC设计

前级采用单谐振LLC变换器,其额定输入电压330V/DC时工作在谐振点,提高悬浮控制电源的效率。其详细设计过程如下:

选择谐振因子k=6,额定输入时变换器的电压增益Mnom=1,因此变换器谐振网络的最大电压增益Mmax和最小电压增益Mmin分别在最小输入电压Vin_min=250V和最大输入电压Vin_max=380V时取得。

                                                                   

考虑设计裕量。取Mmax=1.4Mmin=0.90


2-1 k=6Q0.2-2.0时谐振网络电压增益曲线


2-1 k=6时,Q0.2-0.35时谐振网络电压增益曲线

k=6时,谐振网络增益关系曲线如图2-1所示。由增益曲线可以看出,为了获得1.5的电压增益,Q的取值需要大于0.2且小于0.5。谐振网络增益曲线如图2-2所示,当Q值取0.20.35时,由图可以发现Q=0.35比较合适。

由于悬浮斩波器控制电源是多路输出,其中24V输出所占比重最大,所以本次设计以24V输出作为主控输出。

后级Buck考虑稳定性、效率及成本等相关因素,采用LM25011TPS5401集成芯片。考虑到输入电压裕量、效率以及电感电流连续,其开关频率设置为500kHz,其输出脉冲最大占空比限制为80%。因此5V输出其Buck输入电压大于或等于5÷0.8=6.25V,对于12V输出其Buck输入电压应大于或等于12÷0.8=15,对于±15V输出其Buck输入电压应大于或等于15÷0.8=18.755V后级Buck输入电压大于或等于6.25V±15V输出其Buck输入电压应大于或等于19.75V12V后级Buck输入电压大于或等于16V

考虑后级Buck电路的稳定性,在实验调试时,后级Buck输入电压:5V输出对应的输出电压等于12V12V以及±15V输出对应的输入电压都等于20V

LLC级按如下参数进行设计;

输入电压:Vin=250~360V/DC (额定输入为330V/DC)

输出电压: V01=24VVL2=12VVL3= VL4=VL5=19.75V


2.1 交流等效负载

根据公式可求得变换器交流等效负载,由于本文设计的LLC变换器是多路输出的,可以将5路输出等效为1路输出来计算交流等效负载Rac

                                                  (2-3)

2.2 谐振电容Cr、谐振电感Lr、激磁电感Lm

kQRac的值确定以后,则可以通过如下公式计算出谐振网络参数CrLrLm的具体值。

                            (2-4)

考虑到开关管和线路的寄生电容以及实际情况,故实际取值Cr=10nF

                                   (2-5)

                                                                           (2-6)

2.3 谐振电感Lr的设计

通过谐振网络的电压最小有效值为:

                                                             (2-6)

通过谐振电感Lr的最大电流有效值为:

                                                         (2-7)

因此峰值电流为:

                                                                                      (2-8)

根据AP法选择谐振电感磁芯,则

                                

                (2-9)

谐振电感磁芯选择PQ2016,其磁芯有效截面积Ae=61.9mm2,窗口面积Aw47.4mm2。故其,设计符合要求。绕组最少匝数为:

                                                       (2-9)

考虑裕量和实际情况,取NL=20T

磁芯气隙长度  (2-10)

绕组线径选择:谐振电感Lr通过的电流的最大电流有效值Iin_rms_max=1.03A,选取电流密度J=5A/mm2,则需要导线截面积SLr=Iin_rms_max/J=0.206mm2,实际选用0.1mm×30利兹线,其截面积

2.4 变压器设计

通过AP法选择变压器的磁芯尺寸,根据AP面积公式:

              (2-11)

变压器磁芯选择PQ35/35Ae=169.7mm2Aw=220.6mm2,因此

,设计符合要求。

24V主控输出计算变压器匝数比:

                                                                                                                                        (2-12)

故变压器副边24V输出最少绕组匝数:

                        (2-13)

故实际取值N24V=6T

则副边5V输出绕组N5V=3T

副边±15V输出绕组N15V=N15V1=5T

副边12V输出绕组N12V=5T

变压器磁芯气隙为:

                                            (2-14)

组线径的选择:变压器原边通过的电流与谐振电感电流一样,所以线径也是一样,即0.1mm×30利兹线。

对于副边24V输出,其输出电流为1.5A,采用中心抽头的全波整流方式,则5V绕组通过的电流有效值为。故需要绕组截面积S=I/J=1.18/5=0.2356mm2,选用0.1mm×30利兹线,其截面积为0.2356mm2

考虑电流裕量,后级Buck效率取85%。因为5V输出的对应的输出电压为12V,其绕组通过的电流有效值为故需要绕组截面积S=I/J=0.770/5=0.1540mm2,选用0.1mm×20利兹线,其截面积为0.1571mm2

由于15V输出的对应的输出电压为20V,其绕组通过的电流有效值为故需要绕组截面积S=I/J=1.039/5=0.2079mm2,选用0.1mm×30利兹线,其截面积为0.2356mm2

-15V输出的对应的输出电压为20V,其绕组通过的电流有效值为故需要绕组截面积S=I/J=0.327/5=0.069mm2,选用0.1mm×20利兹线,其截面积为0.1571mm2

12V输出的对应的输出电压为20V,其绕组通过的电流有效值为故需要绕组截面积S=I/J=0.832/5=0.166mm2,选用0.1mm×30利兹线,其截面积为0.2356mm2

2.5 功率级器件选择

输入滤波电容选择1µF/630VCBB电容,谐振网络的谐振电容选用MPK4系列的10nF/630VWIMA电容。

2.5.1 副边整流二极管的选择

查阅相关资料,由计算可知副边峰值电流为:

                                                                                                            (2-15)

整流二极管的电压应力应大于两倍的输出电压,考虑1.5倍的裕量,因此24V输出选择STPS30150CG5V 12V±15V输出可以选择STPS30SM80CG

2.5.2 副边电解电容的选择

查阅相关资料,由计算可知通过输出电容的电流的有效值:

                                                                   (2-16)

电解电容选择:江海CD263系列的直插电容

前级LLC5路输出的滤波电解电容选型:CD263系列470µF/35V

3. 后级Buck设计

根据第2节的计算可知,具有主控输出的后级调整Buck变换器的各路输入电压如下;

5V输出:VL2=12V12V输出:VL3=20V±15V输出:VL4=VL5=20V

后级Buck变换器对于24V15V12V这三路采用LM25011集成芯片,对于-15V这路采用TPS5401集成芯片。

3.15V输出设计

控制芯片:LM25011

输入电压范围:Vin=10V15V

输出电压:Vout=5V

工作在CCM模式的最小负载电流:Io_min=300mA

最大负载电流:Io_max=2A

开关频率:fs=500kHz

选取最大纹波电流:Ior_max=2×Io_max=600mA

根据芯片资料,其输出最小滤波电感:

                                                             (3-1)

考虑实际情况,选取滤波电感L1=22µHVishay Dale公司IDC-5020系列)

3.215V输出设计

控制芯片:LM25011

输入电压范围:Vin=18V25V

输出电压:Vout=15V

工作在CCM模式的最小负载电流:Io_min=300mA

最大负载电流:Io_max=1.5A

开关频率:fs=500kHz

选取最大纹波电流:Ior_max=2×Io_max=600mA

因此其输出最小滤波电感:

                                                                 (3-2)

考虑实际情况,选取滤波电感L2=22µHVishay Dale公司IDC-5020系列)

3.312V输出设计

控制芯片:LM25011

输入电压范围:Vin=18V25V

输出电压:Vout=12V

工作在CCM模式的最小负载电流:Io_min=300mA

最大负载电流:Io_max=1.5A

开关频率:fs=500kHz

选取最大纹波电流:Ior_max=2×Io_max=600mA

因此其输出最小滤波电感:

                                                               (3-3)

考虑实际情况,选取滤波电感L3=22µHVishay Dale公司IDC-5020系列)

3.4-15V输出设计

控制芯片:TPS5401

输入电压范围:Vin=18V25V

输出电压:Vout=12V

工作在CCM模式的最小负载电流:Io_min=300mA

最大负载电流:Io_max=1.5A

开关频率:fs=500kHz

因此其输出最小滤波电感:

                                                              (3-4)

根据芯片资料可知,其输出最大滤波电感:

                                                      (3-5)

考虑实际情况,选取滤波电感L3=47µHVishay Dale公司IDC-5020系列)

4. 实验调试分析4.1 前级LLC调试分析

前级LLC是以5V输出作为主控电路,但是实验调试时发现以下几点问题:

= 1 \* GB2     当输入的工作电压小于额定电压330V时,5V输出电压纹波达到300mV左右;

= 2 \* GB2   当输入的工作电压大于额定电压330V时,5V输出会随着输入的增加而增大,其输出电压纹波会达到400mV左右,调节PI该状况基本没变化;另外,电路工作在过谐振点时,输出整流二极管不会工作在ZCS状态,因此整流二极管会有反向恢复电压,其反向尖峰很大;

= 3 \* GB2     设计另一种相同绕组匝数的变压器时,其实验效果差异很大:调节PI,原边主开关管的Vds波形始终稳不住。

24V输出作为主控电路,实验结果如下:

= 1 \* GB2     50%的负载条件下:

= 1 \* GB3     当输入电压Vin=270V时,此时LLC电路工作在欠谐振点状态,实验波形如下:

a.       原边上管Vds波形如图4-1所示,此时的开关频率fs=138.9kHz

4-1        Vin=270V时上管Vds实验波形

b.      变压器原边输入电压波形如图4-2所示:

4-2        Vin=270V时变压器原边输入电压的实验波形

由于输入电压Vin=270V时,此时LLC变换器工作在欠谐振状态。如图4-2所示,变压器原边输入电压的上升沿和下降沿出现的台阶的原因:原边上管(或下管)从开通到关闭之前,变压器的激磁电感与谐振电感电流相同,此时电路中的谐振状态由谐振电容Cr和谐振电感Lr谐振向谐振电容Cr、谐振电感Lr与变压器的激磁电感Lm共同谐振,导致变压器储存的能量不向二次侧传递,副边输出整流管实现ZCS关断。

c.       输出整流二极管的反向电压波形如图4-3所示

4-3a       24V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-3b      5V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-3c       15V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-3d      -15V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-3e       12V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-3        Vin=330V时输出整流二极管的反向电压实验波形

其中,设计时是以24V为主控输出;5V对应的输出电压为12V5V-15V12V对应的输出电压为20V

= 2 \* GB3     当输入电压为额定输入电压Vin=330V时,此时LLC电路工作在谐振点左右,实验波形如下:

a.       原边上管Vds波形如图4-4所示,此时的开关频率fs=192.3kHz

4-4        Vin=330V时上管Vds实验波形

b.      输出整流二极管的反向电压波形如图4-5所示

4-5a       24V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-5b      5V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-5e       15V-15V12V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-5        Vin=330V时输出整流二极管的反向电压实验波形

= 3 \* GB3     当输入电压Vin=360V时,此时LLC电路工作在过谐振点状态,实验波形如下:

a.       原边上管Vds波形如图4-6所示,此时的开关频率fs=227.3kHz

4-6        Vin=360V时上管Vds实验波形

b.      变压器原边输入电压波形如图4-7所示:

4-7        Vin=270V时变压器原边输入电压的实验波形

c.       输出整流二极管的反向电压波形如图4-8所示

4-8a       24V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-8b      5V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-8c       15V-15V12V输出整流二极管的反向电压实验波形

4-8        Vin=360V时输出整流二极管的反向电压实验波形

= 4 \* GB3 50%负载时24V输出的最大交流纹波的实验波形如图4-9所示,其最大纹波电压为196mV

4-9        半载时24V输出的最大交流电压纹波实验波形

24V输出为空载条件下,其他四路输出会下降0.5V1V左右,在相同实验条件下,开关频率会增大,PI依旧很稳定。

= 2 \* GB2     满载条件下:

= 1 \* GB3     当输入电压Vin=270V时,此时LLC电路工作在欠谐振点状态,实验波形如下:

a.       原边上管Vds波形如图4-10所示,此时的开关频率fs=135.1kHz

4-10      Vin=270V时上管Vds实验波形

b.      变压器原边输入电压波形如图4-11所示:

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2018-11-05 11:28
1楼的公式、图片祥见2楼的word。
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2018-11-05 11:36
@王成美业
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