探讨一种较理想的吸收电路

RCD吸收，在MOS关断后，会有电流 流向BUCK电容吧。

你的线性吸收，全部一热量损耗了。对效力来讲 肯定没有RCD吸收好。

 你这种对MOS SOA 是否要去很高？因为电压太高 。

 坐等高手解答。

下面的是对图4做的仿真

                                              图5 线性稳压MOS吸收波形

图5中MOS管的源漏电压V_ds有一个很窄的尖峰，原因大概是稳压环路跟不上电压V_ds的变化速度。试过将栅极电压下降沿调缓（减缓V_ds的上升速度）可以抑制住V_ds的窄尖峰不过会增加功耗影响效率。

为了消掉这个窄尖峰又把RCD电路加了上去，这个窄尖峰能量不多只需小功率的RCD吸收即可，下图是只加RCD电路无线性稳压吸收的波形图

                                             图6 只有小功率RCD吸收电路的波形

因为RCD吸收功率小不足以吸收掉漏感的能量所以MOS管的漏极电压升的很高。同样这个RCD吸收电路再增加线性稳压吸收后的波形如图7

                                                  图7 加入小功率RCD的线性稳压吸收波形

线性稳压吸收的基准设置的是550V图中的MOS管电压也被限制在550V，图中的栅极电压红圈处可见MOS管在此区间工作于线性区因MOS管电压被钳位在550V所以此区间主要吸收的是漏感能量。

图7效果  在实际应用电路中  RCD就可以做到。为何在增加OP呢?

仿真 只能参考吧。

有道理

如果负载固定那么用RCD吸收完全胜任，区别只不过是这个电路是把RCD中的电阻发热转移到了MOS管上。

当负载变化尤其是轻载、空载时RCD仍然会吸收掉相当的能量，如果R可变这个问题就可以解决，这里用线性稳压吸收就是想实现可变R的目的。

谢谢指正，MOS管不同于三极管，改正后如图3-1

理论上阳春白雪。

反激很大的一点是输入范围比较宽，最高电压/最低电压   往往4倍以上。

你这个电路TVS管没法选，额定电压选低了容易烧掉驱动，选高了然并卵。

那驱动电阻的选择也一样，小了没用，大了发热，弄不好进入线性区。。。

吸收电路不就考虑最高电压条件下VDS会不会超嘛，考虑最低电压干嘛

这个吗，有些奇思妙想，想象的不一定对，比如，世纪电源网的全桥llc谐振的搞二极管电容钳位就是错误的，想当然是对的，设想的要经过实践的检验，一定要做实验，从原理要认真分析，因为，实践麻烦，就要细心推敲了，常规的是存在损耗，把开关管实际是岂不是变成了高电压的稳压管了吗，普通稳压管的电压没有那么高，比如200伏也确实可以形成200伏的稳压管了，但是，直流好办的呀，这里是开关的动态的呀，但必须改进一下，GS要并联15伏的稳压管，比如，限制600伏就相应的这个击穿管子，没有这么高的就比如200伏3个串联，但要串联电阻。

    漏电感大是损耗也大但漏电感是可以减小的，比如一次初级一层次级，若干层，不是什么三明治，而是五，七明治了，一概分别并联，这样的漏电感非常小，效果好。

    提供的这种方式是否可行，谨慎，动态特性如何，是否进入放大区，如果高电压大电流就危险了，我感觉是不大会出现这种情况，但是否小聪明，可靠不，一时是说不清楚的，可靠性究竟如何，是一个重要的问题。

    我看是否可以这样，RCD确实存在电阻损耗，尤其功率大了一些，损耗也就不小了，吸收二极管功率小温度超过就坏了。我认为干脆把电阻去掉，高于输入电压200多伏，这个电阻是损耗不大，顶多不到输出的5%，可以增加一个小电流高电压的开关管，增加一个小变压器就是把电阻的损耗变成无损耗的输出能量，变压器容量总的还是一样的，就是增加了一个小电流高电压的辅助的小反激变换器了，成本增加不多，由于功率太小了，这个漏电感影响微不足道的，吸收器不用了，这个还是有一些奇妙，也是小聪明吧，探讨一下，成本增加其实甚微，因为，如果输出是多少瓦数，这个变换的能量是一样的，不会因为增加而增加，只不过就是器件多了一点了吧。但也增加不了几个器件，成本增加非常少，大家看法如何呢，我声明一下，我的仅共参考，不要绝对看这个问题了，不一定的，只是有一些道理，究竟如何，如果的话，对也好错也吧，探索吗。我提供了这么一个思路罢了。

驱动电阻可能会功耗比较大，不过持续时间只是吸收漏感能量的极短时间内，或许这个能耗可以接受？也可以换一种低能耗的，

                                图3-2 低功耗开关、线性驱动

电阻可以选用K欧姆级别的，第一级推挽的下管可将电压钳位在0.7v左右，或许可以省掉稳压管。

动态特性（响应速度）这个问题主要应当是受MOS管的栅极电容影响，给电容充电总是需要时间的。根据仿真的结果加一个小功率RCD吸收还是可以解决掉这个速度差问题提高电路的可靠性。

大师的这个思路个人是赞同的只是有两个小问题，其一额外加的小开关管需要一个驱动电路，其二这个小开关管需要隔离控制。以前我也想过一个类似的电路只用一个开关管，一大变压器（主变）一小变压器（辅变），变压器前级串联后级经二极管并联，当时主要的目的是让这个电路兼容连续、断续模式的优点。电路如下

           图8 兼连续、断续优点的反激电路

主变压器电感量大工作于连续模式，辅助变压器电感值按主变的漏感级别来取，因辅变的电感量很低可以保证其一直工作于断续模式。

因为两个变压器前级串联峰值电流被主变压器钳位在连续模式状态，同样是因为串联辅变可以实现MOS管零电流开启（断续模式）同时也可解决输出二极管反向恢复问题。这样就将连续模式和断续模式优点集于一身，变压器线损小、磁芯损耗低、开关管导通损耗小开关损耗也小。这个电路仿真过确实能达到设想的效果，不过也有个缺点就是反射电压高，如果主变和辅变匝比相同的话反射电压将为单变压器的两倍，可以降低辅变的匝比来降反射电压不过此时辅变的输出二极管反向电压就高了，辅变选什么样的匝比合适需要权衡考虑。

主变的漏感能量能通过辅变传递到输出，辅变自身的漏感可通过一个小RCD吸收或者不需吸收因为此时的等效漏感约为2%*2%=0.04%，如果觉得等效漏感还不够小的话还可以再串联一个小小变压器。

第四图不过是想象，实际是不成立的，下图是运放LM358的输入输出的时差，自己想想会发生什么

讨论的这个帖子，我比较忙，没有直接上图不会一目了然，在文字说明一下，这个变压器串联早就有之，好像是正激反激相结合，就是说各有所长所短，就是两个变压器构成，我也实践过，当年公司的图也是这种结构，这个就是改进型了，但到现在似乎没有流行。

    上面的结构是只要固定的0,45的占空比，主变压器可以得到正弦波电压波形。但占空比不是固定的，这个电路结构有一些换汤不换药，还是存在RCD的电阻损耗吗，我的思路是不允许有这个吸收电阻的存在。我的意思是，不是说有pfc与升压器的主管与付管两个电感器的一个大一个小吗，其实是一个道理，这里是什么呢，主变压器与主管构成通常的反激式，那么，存在 RCD的吸收，这个电阻去掉，电压高出输入电压的200伏左右吧，这个电阻损耗不大，但会降低效率，尤其功率大一些，漏电感比较大，那么，这个损耗 是比较大的，既然，损耗比较大，是否可以利用呢，就是无损耗吸收呢，像软开关升压器一样，增加一个副管，副小变压器，这个就有损耗 被利用了变成了有用的输出能量了，设想，200瓦5%的损耗才10瓦，就是10瓦的变换器，伏变压器小了吧，副管的电流小了吧，副RCD吸收也随之小了，这个与升压电路几乎一样，主管并联一个小电容，可以减小关断损耗，那么，存在的电容是有能量的，这个能量就是通过辅助管子电感器小变换器把能量甩出去，就是增大输出了。【注，副管先导通然后再导通主管，存在相位】。

    就是说的无损吸收了，辅助小开关管是建立在主变换器RCD的电阻去掉了，辅助小变换器把这个能量，再二次变换，那么，这个管子承受比较主管更高200伏左右吧，所以副管的耐压选高一些，但电流可以小一些，也就是提到的200瓦的辅助变换功率就是10瓦左右了，这个RCD吸收比例减小了，就是这样的。

    我上述说明的想通了没有，其实，就是雨升压器是一样的原理结构了。不同的就是升压但电感这里是变压器了，这样的效率估计是可以提高一些，但实际多少，实践一下就知道了。这里是完全同步控制的，不像升压器存在相位差，这个就非常方便了。但两个变压器一大一小的匝比是不一样的，这点要注意，匝比一个高一些一个低一些，再理性的分析推算一下就可以了。

如此复杂,为何不用正激结构?