【逆变原创】基于FPGA的中点箝位三电平全桥逆变器实现

   先对该电路的工作模式经行说明，若直流电压为E，在不考虑C1和C2电容电压不平衡的情况下，即VC1=VC2=E/2。图中开关管S1，S2，S3，S4，S5，S6，S7，S8的开关信号关系为：以左半桥臂为例，S1与S3信号相反，S2与S4信号相反；右半桥臂规律相同。

    模式1：定义电流 i 从电源正极流出为正，i >0 时电流流经的路径如图1-2所示。此时，开关管S1、S2、S7、S8导通，电流流经四个IGBT，逆变器输出端口ab的电压Vab=E。

图1-2

     i <0 时，依旧是开关管S1、S2、S7、S8导通，与电流为正时不同的是：由于IGBT不能反向流过电流，电流流经各IGBT的四个反并联二极管，逆变器输出端口ab的电压依旧是Vab=E。电流流经的路径如图1-3所示。

图1-3

    模式2：开关管：S3、S4、S5和S6导通，输出电压Vab = -E。

    i > 0 时，电流流经的路径如图1-4所示。

图1-4

    i < 0 时，电流流经的路径如图1-5所示。电流不再流经四个导通的IGBT，而是流过与其相应的反并联二极管。

图1-5

    模式3（a）：开关管：S1、S2、S6和S7导通，输出电压Vab = Vc1= E/2。

    i1 > 0 时，电流流经S1、S2、S7的IGBT以及箝位二极管D4，如图1-6所示。

图1-6

    i1< 0 时，电流流经S1、S2的反并联二极管、S6的IGBT以及箝位二极管D3，如图1-7所示。

图1-7

    模式3（b）：开关管：S2、S3、S7和S8导通，输出电压Vab = Vc2= E/2。

     i2 > 0 时，电流流经箝位二极管D1以及S2、S7、S8的IGBT，如图1-8所示。

图1-8

      i2 < 0 时，电流流经S3的IGBT，S7、S8的反并联二极管以及箝位二极管D2，如图1-9所示。

图1-9

    模式4（a）：S2、S3、S5以及S6导通，输出电压Vab = -Vc1= - E/2。

    i1 > 0 时，电流流经S3、S5、S6的IGBT以及箝位二极管D2，如图1-10所示。

图1-10

     i1 > 0 时，电流流经S2的IGBT，S5、S6的反并联二极管以及箝位二极管D1，如图1-11所示。

图1-11

    模式4（b）：S3、S4、S6以及S7导通，输出电压Vab = -Vc2= - E/2。

     i2 > 0 时，电流流经S3、S4、S6的IGBT以及箝位二极管D3，如图1-12所示。 

图1-12

    i2 > 0 时，电流流经S7的IGBT，S3、S4的反并联二极管以及箝位二极管D4，如图1-13所示。

图1-13

    模式5：S2、S3、S6以及S7导通，输出电压Vab = 0 。还有其他开关状态也有Vab = 0 ，在此仅以一种状态加以说明。

    对于负载电流的两种不同流向有图1-14和图1-15两种不同的电流流经图。

图1-14

图1-15

    至此，对于NPC全桥变换器的所有工作模式均已详细列出，从上述所述的工作模式中可以看出，若逆变电源电压为E，通过正确的调制策略，则逆变输出侧的波形会呈现出±E，±E/2以及0这五种电平的阶梯波（只考虑调制度在合适的情况下）。基于MATLAB/SIMULINK仿真可以更加清楚地理解，如图1-16是仿真的波形。仿真中，逆变电源采用的是100V的直流源。

图1-16

果然很强大呀，怎么还在实习区呢

常用全桥都是2个两电平桥臂组成，这种拓扑是2个三电平的桥臂组成。

相对于2电平全桥，增加了±E/2 2种电平，这种拓扑具体有什么优势，可否详细说说。

    你好，感谢你的提问！这是我第一次发帖，需要管理员审核后才能转移到逆变区，而这两天是周末他们休息，所以目前为止我还在实习区。

    对于多电平拓扑结构的优势就是设备的耐压等级得到了提高，适合高电压等级的工作场合，同时容量也大大增加，端口电平更接近正弦波，谐波特性好等。单从输出电平的正弦性来看，与H-bridge全桥变换器相比较，NPC全桥变换器明显地多出两种电平，而电平数越多就越接近正弦波，那么对于输出滤波的要求就越低。

    当然，相比于两电平结构，这种结构要复杂一些，所用开关管更多，相应成本也增加了。

    性能与成本，鱼与熊掌，不可兼得。

,调侃一下了，多谢哥们这么认真的回答~

三电平每个管子电压应力降低，所以电压等级可以做的更高。你说谐波含量降低，这种拓扑R载的THDu能达到多少？

另控制上用FPGA的话，驱动应该比较好搞，只是疑问你的角度如何选择，比如多少角度内用±E/2的电平，多少角度内用±E的电平，这个又是如何来确定的呢？

由于实验室电能质量分析仪外借了，纯电阻负载条件下THDu暂时无法测量，因此不能定量地说谐波含量降低多少。仅凭

对于，多少角度内用±E/2的电平，多少角度内用±E的电平，这是由调制波与载波决定的，通过直接比较，给相应的开关信号就行了。在低调制度下，逆变输出的波形退化为三电平与单极性调制下H桥的逆变波形一致。

好帖子必须顶。

 谢谢啊。

有不对的地方还请多指点！

未完待续......

2.实验篇

     实验参数如下：

    直流电源：48V/145W   两个直流电源串联使用；

    模拟负载电阻：50Ω；

    滤波电感：2mH/10A；

    交流滤波电容：10uF；

    逆变输出有效值：60V；

    IGBT开关频率：3K；

    由于直流电源的功率较低，在此只做小功率的实验验证，后续可以采用前级通过AC-DC整流获得直流源，功能可以做得更高。

    先上个负载侧：由于负载电压需要采样，接线稍微多了一些。

图2-1

    实验平台：

    示波器中给出了逆变多电平电压，负载电压与负载电流。

    多电平变换器的一个重要研究点就是直流侧电压均衡问题，直流电压均衡直接确定了变换器是否能够正常工作，影响电能的质量。

前面用了很大的篇幅去介绍变换器的几种工作模式，可以看出模式1与模式2（输出电平为±E）对两个直流侧的电容C1、C2的充放电作用是相同的，因此在这种模式下，电容C1、C2的电压是相等的；对于模式5（输出电平为0）电容C1、C2无充放电，因此这种情况下两电容电压也是相等的；而对于模式3和模式4这两种工作状态，由于电流对两个电容C1、C2的充放电时间不同，会导致两个电容电压的不平衡。在设计的时候两个电容均是按照额定电压设计的，若某个电容长时间承受高压，会影响电容的寿命，过压严重时甚至可能导致电容损坏。

    因此，保持两个电容C1、C2电压的均衡是这里需要解决的另一问题。那么，问题来了，如何保证这C1、C2的电压平衡？

    方式之一就是采用外部均压电路，通过储能元件电容或电感以及控制相应的开关管，实现C1、C2之间的能量通过储能电容或电感相互传递，这样就可以保证电压均衡。这种均压方式很简单，也容易实现，但是这种方式的一个弊端就是额外增加了硬件电路，增加了系统的复杂度以及成本，额外硬件电路的增加也导致了可靠性的降低。

上面提到了逆变输出有效值60V左右。

你说的±E/2电平的角度是指的是框图中这段波形吧。。

首先，我不确定±E/2电平的角度这种说法在这里是否合适哈，（可能是因为在学校里做理论研究比较多些，接触到的实际工程应用比较少，还希望在这里能跟各位工程师多了解了解啊）因为在这个框图的区域中不仅只有E/2或-E/2这两种电平作用，还有零电平的作用，根据冲量等效的原理，此时，经过PWM调制出来的就应该是如图中的波形。

怎么这么低的电压，发挥不出三电平的优势呀~

仔细看你的波形，正半周大概有70多度是有+E/2和0电平组成，且都是在过零点旁边，可否详细说说原因及效果？

1. 电压越高，死区效应越明显，特别在过零点附近，此时占空比比较小，死区时间影响比较大。

2. 如果用+E/2，相同输出电压下相当于调制度变大，占空比变大一倍，死区的影响就比较小。

暂时想不出来还有啥其他好处~

前面也说了啊，本文只是做个小功率的实验验证，只是为了验证基本的控制与调制啊，这只是课题中的一个小点。在实验室里没必要整个一两千伏的电压，几千瓦的功率啊，当然功率做上去以后肯定还有其他的一系列问题。

你从死区时间的角度分析了这个问题，在这里受教了。

我们平时在做多电平的时候考虑的是不跳电平，做到一个“平滑过渡”的过程，也就是说对应n电平变换器，希望的电平数是n→n-1→...→1→0→-1→...→-n-1→-n

在上图中所框出的那个区间，可以采用0与E或0与-E合成，但是相比于0与E/2和0与-E/2，出现了跳电平的现象，从你说的死区角度来说，就是占空比减少，死区时间影响变大。

多谢回答哈~

2电平全桥不存直流侧电压不平衡的问题，半桥就存在正负BUS不平衡的现象。楼主说影响电能质量，本质是输出电压因为正负BUS不平衡，导致正负半周能量不等，产生了直流分量。带常用阻性负载问题不大，带变压器等感性负载就会有问题，会导致直流偏置电流越来越大。

通过和你的交流自己也学到了很多，以后遇到问题还要向你请教啊，还希望不吝赐教哦~~

    在这不采用硬件均压电路的方式，而是采用冗余开关状态实现电容电压均衡。所谓的冗余就是在变换器输出同一个电平时，对应的不同的开关状态。可以看出输出±E的模式1和模式2有且仅有一种一种开关状态；而对于输出±E/2时，可以在模式3和模式4中看出，各自都存在一种冗余的开关状态，而这两种冗余状态的对于电容电压的充放电正好是相反的，因此可以通过这两种开管状态的选择来达到电容电压的均衡控制。

3.总结篇

    帖子至此，所讨论的内容基本已经结束，后文将对本文所讨论的一些问题进行总结，本文开篇主要分析了中点箝位三电平全桥逆变器的工作状态以及每种状态对应的输出电压的电平，分析了直流电容电压不平衡的成因，以及相应的解决方法。

    以下是实验的波形，其中：

    黄色：逆变端口电压波形；

    紫红色：负载电阻上电压波形；

    蓝色：负载侧电流波形；

不能这么快就完结了,还没看过瘾呢

你好，司令！

我应该改为总结篇！我做的东西还很浅，远远没有达到完结的地步。

帮顶一下，希望还未完结，而只是总结。

谢谢支持。