大家好：
现在有以下一个实验，导通IGBT，8us后，马上关闭，然后观察IGBT的C极端的谐振波形。
问题，能否按照图所显示的数据，说出那种情况下，线盘与锅的间隙距离最少，最容易发生因距离不当导致炸锅的现象。最好不但可以说出其然，还可以说出其所以然。
先给一个没有放置锅具的谐振图，以作参考。
图一：显示谐振周期为27.8K
请猜以下的图：
图二，放置304锅。
图三，放置304锅。
图四，放置430锅。
图五，放置430锅。
图二与图三，都是放置同样的304锅，猜那一个图距离是最危险的。
图四与图五，都是放置同样的430锅，猜那一个图距离是最危险的。
请为你的答案提供理论依据，祝大家幸福罗~~~~~~
第二点，我们搞清楚这个概念：
无论串联谐振还是并联谐振，当开关信号频率f1（输入信号频率）等于谐振频率f0，此时谐振电路的电抗都会变成纯阻性，只是这个阻值不同而已。串联谐振为R，阻抗值达到最小；并联谐振为Q*Q*R或者为(L/R)*C，因为谐振时的Q=(根号(L/C))/R，阻抗值达到最大。请看图1。
并联谐振：当f1 > f0时候，LC并联电路的阻抗呈现容性。
串联谐振：当f1 < f0时候，LC并联电路的阻抗呈现容性。
我们做电磁加热电源，都有一个经验，就是不能让LC回路工作在容性区域，而是工作在弱感性区域左右，这样才能让IGBT安全工作。
而我原来探讨过一个问题，为何在单管并联电路，某些锅具与线盘之间的间隙比较小的时候，会造成容易炸机。就是因为距离近容易让LC回路工作在容性区域。请看图2。可以发现f1 > f0，所以，这样是会导致炸机的。
这里衍生了另一个问题，暴露了我们目前家用同步电路的缺点，同步电路的作用应该是侦测一个完整的谐振周期结束后，再反馈给芯片，让芯片安全导通IGBT，但由于距离的变化，这时的同步电路出现提早的误触发，导致IGBT提前导通。如果同步电路还是正确地检测了一个完整的谐振周期后，再反馈给IC，IC再导通IGBT，即使这么小的距离，也应该可以安全工作的。
因此，在并联谐振电路，当f1 = f0，我们可以获得这个逆变电源最小的输出功率，也就是我们家用电磁炉常说的最低连续档。
在串联谐振电路，当f1 = f0，我们可以获得这个逆变电源最大的输出功率。
图1：
图2：
第三点，我们需要讨论以下问题：
1）客户的原样机用的是线圈盘110uH，谐振电容：0.27uF；
2）我们现在用的是线圈盘68uH，谐振电容：0.4uF.
第二种情况，线盘的发热比较利害，究其原因，请看下面的分析。
LC并联谐振电路的总输入阻抗
Y叫做导纳，它就是阻抗Z的倒数。
分子与分母同乘以 ( jwL-R ) ，经整理得：
使虚部为0，从而使Z的模最大。
可得谐振频率与L，C大小的关系，
当谐振时，由公式：4-46 ，虚部为0，可得并联谐振时的阻抗。
由于品质系数LC谐振电路（无论是串联，还是并联）的品质因数Q：
代入公式：4-52 可知道阻抗与品质系数Q的关系。
因此，如果希望谐振时的阻抗值最大，就需要尽量增大L，减少C。
谐振时，输入电流谐振电路的总电流降到最小Io，大小为：（注意：这是总电流，L与C的支电流并不等于Io，且并非最小）
电感支流与电容支流的电流瞬时值分别如下：
经过化简后，得：
由此可见电感和电容支路的电流很大，均等于电路品质因数Q倍的输入电流Io。而Io又却是两者矢量合成后的值，由于两者方向相反，反而Io很小，这一点理解起来却是有一定的难度。可以借助下图帮助理解。
所以，我们经常发现线盘发热厉害，或者谐振电容发热厉害，这时候就需要考虑加大Q值，从而减少谐振电感与电容支路上的电流值。
关注第四个问题：如何确定L，C，线盘与锅的间隙S的关系。
在LCR并联谐振电路中，线盘与锅的间隙S会影响到线盘与锅体耦合后的等效电感量与电阻大小。
304锅体与线盘的距离越近，其等效电感量越小。
430锅体与线盘的距离越近，其等效电感量越大。
两者所引起的谐振频率变化是相反的，从而导致IGBT的开关频率变化也是相反的。
但两者都使等效电阻变大，这点可以从放锅后在一定时间内测量到的谐振波形个数变小，得到印证。
因此，线盘与锅的间隙S的多少最大影响的是等效电感量。我们时常会遇到在市面上买回来的线盘，让其输出某个最大功率P时候，会由于超过IGBT的反向电压值1200V，而限制了PWM的大小输出，导致不能输出P，这种情况特别在430锅体中出现。但我们并不想增加谐振电容C(因为增加C会使在最低连续工作功率中，IGBT发热严重)，或者修改线盘电感量大小（因为小厂不想订做线盘，买现成的便宜）。那这时候，就可以改变线盘与锅的间隙S，这是变相地修改了线盘电感量的大小，例如从15mm,修改成11mm。我们会问这个距离可以缩小得有多小呢？因为对于430来说，等效电感量变大了，谐振频率变小了，从而把IGBT的反向电压值拉低了，在相同的输出功率情况下。而反观304来说，等效电感量变小了，谐振频率变大了，从而把IGBT的反向电压值拉高了，在相同的输出功率情况下。所以这个是一个带有矛盾的方法。因此，如果在最大输出功率下，304锅体的IGBT的反向电压值有余量的情况下，可以使用这种方法来弥补430锅体加热上的不足。
下面跟大家分享一下，找到一种锅体，可以把线盘与锅的间隙缩小到不到2mm，还可以照常加热。因此，我们可以打破一种常规的忧虑：“线盘与锅的间隙必须大于某某距离。”
关注第5个问题：
手头上拿到一个共膜滤波电感，它能够通多大的电流？刚遇到这个问题的时候，我第一时间想到的是这个电感的材质：铜，这个电感的线径为：1.6mm，得出面积为2平方mm，再找到一个数据，铜的电流密度为：3.5A~4A/平方mm，因此得出结论，这个共膜滤波电感只能通8A电流，否则会烧断。但实验证明，其可以通28A的电流都没有问题，只有稍微的热量。因此，我反思了一下，纠正了我原有一些的误解，对共膜滤波电感有了如下新的认识：它简单来说就是相当于一根能够滤波的保险管。如果把共膜滤波电感的导线弄成直线，放在电路上，它就是完完全全就是一根保险管。
电感的发热，来自其功率损耗。
在其两端的压降UL又等于：
公式（一）
因此电感的电感量越大，UL就越大 ; 在输入功率Pi恒定情况下，输入市电Ui越小，UL也越大。
电路如下：
通过使用功率计，查看Pi，Ui，Ii ，然后再配以万用表的交流电压档测量UL进行验证。
得出的数据表：
从上表可以看到，在输入功率差不多，频率为50hz的情况下，电感两端的压降UL随市电电压Ui的降低而增加，从而根据公式计算，其损耗功率PL越大。
结论：我们得到一个共模电感后，要关注两个参数：
a.电感量, 为了衰减干扰的频率信号。
b.其可以承受多大的损耗功率，所产生的温度低于铜线被包裹的塑料皮的安全温度。对于这个问题，本人有以下见解：根据铜的电流密度4A/平方mm, 对于2平方mm的铜线就可以通8A额定电流，根据上面使用数字表测量得到R=14欧姆，所以这根铜线的额定功率为：8*8*14= 896W。这样不知道是否正确，如有其它意见可以提出。
但从上面的表格也出现了计算与测量的矛盾数值：
如果根据上面的公式（一）：分别代入Pi = 4800W,Ui = 250V;
Pi = 4900W,Pi = 220V;
Pi = 5000W,Pi = 180V;
分别可得到：UL = 27V,
UL = 32V,
UL = 39V,
这与万用表测量到的数值有出入，难道是加了电容的缘故？而且如果计算值是电感两端的压降，那么这个值就偏大了，一般这个压降是控制在市电值的3%之内，那么也就是6.6V.
那么把对应的输入电流带入，可得到损耗功率为27V * 20A = 540W , 32V * 23A = 736W ,39V * 28A = 1092W , 与上面计算的额定功率896W相比，还是蛮接近，那么应该在市电为180V，28A时，应该会比较热，但发现煮了半个小时，热量不烫手。所以，这个地方还是值得继续思考。
同理，也可以对整流后的滤波电感的发热问题进行分析思考。
公式：4-46
公式：4-52
其中Um为LCR并联谐振电路两端的直流电压值。
