单端反激式电源工作在不连续模式

这个问题讲几年都讲不完,还是要实践的.
DCM:完全能量转换,Ton储能,Toff全部转移到输出端.所需感量小,变压器小,但是AC绕组损耗大,铁心损耗大.由于高RMS电流,MOSFET损耗加大,输出端电容也应该加大,推荐高电压小电流使用.
CCM:不完全能量转换,一部分能量在Toff末期保留到下一个Ton开始.元器件温升低,输出功率大.推荐低压大电流使用.
总的来说,反激功率最好不要超过150W.我做过180W的反激,差点被累死.
另外,EMI问题一只是电源领域一个比较棘手的问题,分传导和辐射以及其它10多项,这个帖子一时也是讲不完的.
至于效率,个人认为反激做到85%已经很不错了.除非同步整流,用低Rds的MOSFET,增加母线高压电容容量,加强变压器制作工艺减少漏感,增大分压电阻的阻值,减小热敏电阻的阻值.

谢谢greatcn兄的回复
我们的电源大概三四十瓦,但是其变压器比较烫,我们用的是平面变压器,按理说,漏感应该比较小,但是就觉得效率不高,听说反激式变压器必须要加吸收电路,不知道其电容,电阻还有二极管参数怎么确定

你用的是平面变压器?你的产品是低压输入的吗?

我不知道你是AC-DC-DC还是纯粹的DC-DC.
若是后者,效率是可以做的很高的.甚至我见过牛人做到超过90%,但是是国外的同事做的,当然成本比较高.
另外,变压器发烫,也就是温升高有很多原因,常见的有余量不足,铜损大,这一点在I值大的时候尤其突出,而且与散热的方式有很大的关系.
平面变压器的有点是不言而喻的,但是价格比较高.
反激不一定要加吸收回路.我很少在电路中加吸收回路,因为吸收回路对电源效率有很大影响,再者,增加了成本.不过,对EMI要求比较严格的时候,还是可以加上去的.关于吸收回路的算法我传一个文件给你.希望对你有用.1157284708.pdf

1157284856.pdf
这个比较专业一点,也可以作为参考.

来一个更专业的,老外写的.1157285227.pdf

都不能下载啊,能传到油箱吗?xcym1981@163.com 万分感谢!

greatcn大侠,下载不了啊,可以发到我的邮箱里吗?songshikuan@163.com 谢谢!

greatcn兄 能否上传其它格式的啊
PDF格式的网博无法下载啊
谢了

已发,请查收.

请兄台发一份给我
sealand_1981@sina.com
多谢

已发,请查收.

xiexie

greatcn兄,能发我一份不,万分感谢,我的邮箱是baobo8413190@yahoo.com.cn

greatcn老师,能给我发一份资料吗?gxin2003@163.com

greatcn老师,能否请问你一个问题,单端反激电源的工作频率如果未做要求,那么一般来说,是工作在60kc以上好呢,还是工作在20-30kc 左右好呢?所谓好是指对变压器的工作点和mos功率器件工作点好,我是初学者,问的问题可能挺幼稚的,烦请老师不吝赐教,谢谢!

这个要看芯片.
如果用传统的3842或者3843,那么,频率是可以通过调节那个R,C获得不同的频率的.
但是TOP SWITCH就是定频率的,66KHZ或者132KHZ.
频率越高,变压器可以做的越小,这是优点,但是,带来的EMI可能比较难处理一些.
对于MOSFET,它可以工作在相当高的频率.
变压器的工作点,如果指的是反激的话,要求温升不高,最苛刻的条件下不饱和.另外,漏感要控制在原边电感值的5%以下为好,这就要看变压器厂商的工艺和材质了.不然的话,由于漏感太大,关断的时候造成的尖峰,可以将MOSFET击穿破坏.这个漏感还是越小越好.所以,为了减小漏感,一般采用三明治绕法,也就是原边放在最里面,绕一半,再绕副边,绝缘之后,再绕原边的另外一半,但是,这样也带来其他的问题,那就是原边副边的电容增大了.那么,这些杂散的电容也会带来很多问题.
凡事有利弊,要综合权衡一下.
不过按照我个人的喜好,我喜欢工作频率更高一些.环路设计就更有挑战性.

http://bbs.dianyuan.com/topic/109424
我在此贴中有一些详细的论述.可以作一个参考.

谢谢greatcn兄的指点,看来我们在电源效率上面还有很多事情要做啊,不过有像greatcn这样的高手指点,我们可以少走很多弯路.麻烦greatcn大哥能不能发一下前面那三篇文章,感激不尽!!邮箱为xinyao1358@163.com

我们的电源是纯DC—DC的,效率估计就在80%左右吧,所以听了greatcn兄所说这种电路能达到90%,我觉得我们提高的余地还是很大的 ,不过要走的路也是很长的

下不了
老兄给我也发一份吧
邮箱是gabriel114@126.com
先谢谢了!

如果DC-DC效率在80%的话稍微有点偏低.
如果想提高的话,可以在以下几个方面下手:
1.输入端直流母线上的电容加大,最好是多个并联,降低ESR值.
2.加强变压器制作工艺,减小漏感.
3.增大输出端分压取样电阻的阻值.
4.增大LED供电电阻的阻止,假设有LED指示的话.
另外,适当提高占空比,可以使得原边I减小,直接减小铜损.
5.取消吸收电路.但是,这样就要采用更高耐压值的MOSFET,成本会高一些.
6.减小反射电压.
7.采用Rds值更小的MOSFET
8.降低开关频率.
认真的调节反馈环路,直到得到满意的效果.

greatcn,邮件已收到,真的非常感谢!
我们的效率是偏低了,greatcn兄,我有点不明白输入母线的电容是指的旁路电容吗?我们分别用了0.1Uf和10Uf的电容并联,他们对效率的提高也会有影响?不大明白哦. 一直以来我总觉得影响效率的关键是变压器和MOSFET, 变压器我们用的是平面的,MOSFET稳定工作时通过的电流3A多,Rds=19毫欧,工作频率大概280Khz

母线我一般指的是经过整流出来之后的两根线.这个时候出来的波形如果什么都不加一般叫馒头波,这个是大家都知道的,加上电容之后,当然,多并联几个高压电解电容,这个直流就会平滑很多.另外根据我这么多年的经验,只要是整流器件出来的地方或者有二极管的地方(整流桥就是4个二极管封装在一起嘛),个人建议加上1~2个10nF~100nF的陶瓷电容,倒不是为了减小纹波,而是减小二极管反向恢复的时候的高频成分.然后再并联一些电解电容,减小ESR值.因为,电容充放电的时候,严格的说,是有内阻,或者说是有ESR的,多并几个,这个电阻就尽量小,效率会有提升,对电源的品质也有提升,但是,凡事有利弊,成本上升了,尤其是母线上的电压一般比较高,这个时候的电容耐压值都在400VDC以上,价格有点高.
旁路电容是滤除高频成分的小电容,一般为陶瓷电容.http://www.ednchina.com/BBS/ShowTopic.aspx?id=11119可以作为参考.

关注中

同一时间里,电流不会同时在变压器的原边绕组和副边绕组中流动.实际上,我们可以看看反激变换的波形,原边电流和副边电流都是不连续的.那为何还分为连续模式和断续模式呢?实际上,在反激变换的电源中,连续与不连续状态,完全取决于整个开关周期中,变压器铁心中的磁场是否是连续的,实际上,再简单一点说,反激变换电源是一个隔离型反向升压变换器,它的连续状态或者非连续状态由电感器中的电流连续性来确定.在连续状态下,原边与副边绕组始终有一个绕组电流不为0,非连续状态,在一个周期中,有一段时间,原边绕组与副边绕组中电流为0,这个时候负载的电流是由电容来提供的.
这可能是理解反激变换比较好的一种方式.

DCM下,有一个较高的电流峰值,还有一个脉动电流Ir与峰值电流Ip的比值Krp.
CCM下,峰值电流比较低,Krp小于1但是大于0.4,,一般取值0.6,Krp反比于原边绕组的电感量,所以CCM下峰值电流虽然低但是原边电感量高,但是,高也有个上线,相当于DCM下原边电感量的4倍.这是由于峰值电流与Krp造成的一些差异.
DCM下所需要的原边电感量小,相同功率下,变压器体积较小,但是有较高的峰值,较高的有效电流值,开关损耗比较高,效率较低.
选择的时候需要看具体的要求.
一般设计的时候,跨越了DCM与CCM,另外,原边电感量必须大于DCM下的最小电感量.不然由于峰值电流过大,会带来很多其他的问题.

greatcn,高手啊

greatcn兄说的真好,要向你好好学习,我想问一个问题,你一般算变压器是根据什么工式来算的,

一般来说还要看什么拓扑结构.每种结构算法不大一样.
反激就是入门的.
另外,按照我个人的经验,我是先确定拓扑结构,然后根据实际情况选用什么结构的磁心.
一般用E型,成本低,便于使用,RM,TOROID因为绝缘要求不大适合使用,低外形的时候EFD比较好,大功率的时候ETD比较好,多路输出EER比较好.
然后,我根据经验选取多大的磁心,而避免计算繁琐还容易出错的Ae窗口面积之类的参数.其实,多大功率,磁芯表格上一般都会有注明的,而且大部分留有一定余量.所以,我个人认为计算Ae是很不必要的一件事情,再说,很容易出错,很多参数很难理解,而且计算出来的是理论值,与实际情况相差很多.
之后,我主要是做变压器的设计,工作于什么状态或者模式,认真的优化匝数,以及线径,实际上,线径也是有经验值的而不大需要计算的.一般我按照4~5A/mm2取值.
之后就是重头戏,环路,反馈的设计.
然后就是调试,优化.首先是在光板,尔后就是LAYOUT.
以后我会陆续开一些专题的,就各个常见的问题进行深入的探讨.
也欢迎广大朋友拍砖.提出宝贵的意见和建议.