为什么传统公式计算超结MOSFET开关损耗无效？

在之前的文章中详细讲述过功率MOSFET开关过程中米勒平台以及开关损耗产生的原因。在开关过程中，功率MOSFET跨越放大区（线性区），形成电流和电压的交叠区，从而产生开关损耗，米勒平台区就是在这个过程中形成的一段时间相对稳定的放大区。

感性负载的关断过程都会产生米勒平台，开通过程只有在连续CCM模式下才会形成米勒平台。功率MOSFET数据表的测试基于以下的电路：MOSFET先导通，然后关断，在一定电流下再次开通后关断，使用第二次开关过程测量米勒平台。

(a) 测试电路

(b) 测试波形

图1：开关测试电路和波形

模式1：t0-t1时刻

VGS电压升高到阈值电压VTH，此过程VDS、ID维持不变。

模式2：t1-t2时刻

VGS电压继续升高，电流ID从0开始增加，MOSFET工作在放大区（线性区），ID和VGS由跨导gfs限制线性增加：

ID=gfs•(VGS-VTH)

在这个过程中理论上MOSFET的VDS电压不会变化，但是由于回路有变化的电流di/dt，在杂散电感上感应出电压：

VDD=VDS+VLD+VLS

图2：寄生电感的感应电压

其中，VLD为漏极回路寄生电感电压，VLS为源极回路寄生电感电压，VLD和VLS电压上正下负，和VDS方向相同，因此实际VDS电压就略有下降，如图t1-t2时刻电压波形。

CGS大，CGD非常小，驱动电流主要给CGS充电，因此，流过CGS电流大，而流过CGD电流非常小，几乎可以忽略。MOSFET开通后，二极管反向恢复产生反向恢复电流，因此在t2时刻有尖峰的脉冲电流，如图1所示。

模式3：t2-t3时刻

在t2时刻，ID电流达到系统最大电流、也就是电感的最大电流IL，对应的由跨导限制的VGS电压为VGP，此时ID电流不可能再继续增加，由于跨导限制，VGS电压也不能增加要维持VGP不变，但是驱动回路仍然提供驱动的电流，试图迫使VGS电压上升，如图3(b)所示。

(a) t1-t2时刻      (b) t2时刻

(c) 过t2时刻

图3：米勒平台形成

如果VGS电压增加一点点，对应的ID电流相应的也要增加，电感的电流固定不变，不可能提供额外的电流，ID电流增加就只能由G极驱动电源Vcc通过CGD提供额外的电流ID1，如图3(c)所示，也就是G极驱动电源Vcc通过CGD向D极提供额外的这一部分电流。

CGD要流过这一部分额外的电流，必须满足二个条件：

(1)、CGD两端的电压必须发生变化，CGD才能提供额外的电流：i=C•du/dt。

(2)、功率MOSFET内部沟道已经饱和，额外的电流只能通过降低EPI外延层N-中耗尽层的宽度、产生复位的电荷来提供。

图4：减小耗尽层宽度产生复位电荷电流

VDS所加电压大小对应着相应的耗尽层宽度，耗尽层的宽度降低，VDS电压也就下降，同时CGD也就无法再维持原来的电压，VGD的电压也随之发生改变。

VDS和VGD电压变化共同产生抽取电流，将G极驱动电源所能提供的最大电流通过米勒电容CGD（Crss）基本上完全抽取干净，CGS几乎没有充电的电流，驱动电流全部流向Crss，VGS的电压就不再变化，保持一个平台区，维持平台状态，形成有名的米勒平台，如图4所示。

在整个米勒平台时间段t2-t3，器件工作在稳定的恒流区，VGS电压保持恒定VGP不变，ID电流保持最大的电感电流IL恒定，VGP电压就是米勒平台电压：

ID=IL=gfs•(VGP-VTH)

米勒平台时间内，米勒电容Crss电流为：

ICrss=Crss•dVCrss/dt=

Crss•dVDS/dt=IG=(Vcc–VGP)/RG

其中，RG为驱动器电源Vcc到G极所有串联电阻总和，由上式就可以估算米勒平台的时间t2~t3。

若Vcc=5V，VTH=2V，gfs=50，RG=10欧，IL=25A，在t2时刻得到：

VGP=2.5V。

过t2时刻，若VGS电压增加的微小值为VGS'：

ID(t2)+ID'=gfs•(VGP+VGS'-VTH)

ID(t2)+(Vcc–VGP)/RG=gfs•(VGP+VGS'-VTH)

解得：VGS'=0.005V

VGS仅仅增加0.005V，就可以将驱动电源提供的电流完全抽取，因此在波形上也就看到VGS的电压基本保持不变。

从上述分析可知，米勒平台的电压在米勒平台时间内会有微小的增加，如图5所示，这和驱动电路参数直接相关。另外，因为CGD、CDS电容值不是固定的，随着电压的变化非线性的变化，系统最大电流和驱动回路的参数也会变化，因此米勒平台电压也会变化，甚至会出现振荡。

在单位时间内，VDS按dVDS/dt降低一定值，VDS降低，Crss急剧增加，ICrss也急剧增加，由公式：ICrss=Crss•dVDS/dt=(Vcc–VGP)/RG，驱动回路中只有VGP下降、也就是CGS放电VGS下降，才能提供足够的Crss抽取电流，满足等式的要求。

VGS下降，跨导限制的电流ID也会下降，多余的电流IL-ID就会在图3(a)中反向从右向左对Crss、CGD充电，从而将VGS的电压提高，如此反复，形成米勒平台的振荡。可以看到，米勒平台振荡的过程就是因为寄生电容的变化，VGP、Crss、dVDS/dt相应的改变自动寻找平衡的过程，这个过程也会叠加寄生电感的影响。

(a) 米勒平台期间VGS电压微小增加

(b) 米勒平台电压变化

图5：米勒平台电压变化

随着VDS电压不断降低，EPI外延层N-中耗尽层宽度不断降低，耗尽层空间电荷区宽度不断降低，内建电场也不断减小，直到耗尽层和空间电荷区完全消失，内建电场为0，VDS电压也就降到最小值，然后不再变化，米勒平台结束，对应时间为t3。

模式4：t3-t4时刻

t3时刻米勒平台结束，VDS电压降到最小值后不再变化，VGD电压也不再变化，Crss不再抽取驱动电路的电流，驱动电源又开始对CGS充电，因此，VGS开始增加，到最大的驱动电压Vcc。

平面结构的高压功率MOSFET，通常使用上述方法计算t1-t2时间，米勒平台时间t2-t3，然后再计算开关损耗：

Psw-On=ID•VDS•(t3-t2+t2-t1)/2•Ts

但是对于超结的高压功率MOSFET，可以发现：米勒平台时间t2-t3非常长，远大于平面结构，如图6粗蓝色虚线和t3a所示。实际上，其开关损耗远远小于平面结构，也就是用上述的计算方法完全失效，这又是什么原因？

图6：超结结构米勒平台

从波形可以看到，在米勒平台的前部分，VDS电压很快的降低到较低值，后面很长的一段米勒平台的时间，VDS很低，使用这个米勒平台时间用传统的公式计算，当然就有问题。

超结的高压功率MOSFET，为什么在VDS很低状态，米勒平台维持那么长的时间？

超结结构使用横向电场，在高压时，中间N+区完全耗尽，存储电荷很小，COSS、Crss都非常小，VDS开始下降非常快。当电压降到50V或更低的电压，N+和P区耗尽层宽度减小直到消失，逐渐恢复到原来高掺杂状态，相当于存储电荷突然增加，因此，电容也就会突然增加。

耗尽层、内建电场及横向电场，参考文章：高压超结的结构和工作原理

如图7所示，600V/20A、0.199mOhm超结高压MOSFET，Coss、Crss在0V偏压的电容是高压状态时电容的几百倍：

Crss(600V)=2pF，Crss(0V)=600pF

Coss(600V)=68pF，Coss(0V)=7000pF

图7：超结高压功率MOSFET电容

Crss和Coss在低电压时容值非常大，VDS电压降低到50V以下其变化非常缓慢，下降斜率也非常缓慢，到完全导通所需要的时间也比较长，因此，米勒平台在较低VDS电压维持较长的时间，如图8所示。

图8：超结结构高压MOSFET开通波形

因此，计算超结的开关损耗，只能近似的使用前面一段VDS降到较低值的时间，而不能使用VGS的整个平台时间。

开关过程中，高压超结结构寄生电容的突变非常大，产生急剧的dV/dt突变，容易产生振荡和EMI的问题，这也是超结结构固有特性，需要仔细的设计驱动电路。